通信原理（第二版）第3章模擬信號的調(diào)制傳輸

1、3.1 模擬信號的線性調(diào)制 3.2 線性調(diào)制的解調(diào)與抗噪聲性能 3.3 模擬信號的非線性調(diào)制 3.4 非線性調(diào)制信號的解調(diào)與抗噪聲性能 3.5 頻分復(fù)用(FDM) 3.6 模擬調(diào)制系統(tǒng)的應(yīng)用 本章小結(jié) 習題 實訓(xùn)1 AM/FM波形觀察實驗 1846年，即在人類用電線傳送信號的初期，人們開始鋪設(shè)一條海底電纜，施工之前設(shè)計者已經(jīng)預(yù)計到信號經(jīng)過電纜時，由于信道衰減會變得弱一些，導(dǎo)線越長，這種衰減就越大。因此，加大發(fā)射功率，提高接收機的靈敏度應(yīng)該可以解決這個問題。但是完工之后，接收機的工作情況完全不像人們預(yù)想的那樣，接收到的是和發(fā)送信號完全不相關(guān)的波形，這個問題當時對人們來說，確實是一個謎。 概 述

2、10年之后，也就是1856年，凱爾文(Kelven)用微分方程解決了這個問題，他闡明了這實際上是一個頻率特性的問題。頻率較低的成分可以通過信道，而頻率較高的成分則被衰減掉了。從此人們開始認識到，信道具有一定的頻率特性，并不是信號中所有的頻率成分都能通過信道進行傳輸。這時人們也將注意力轉(zhuǎn)移到了怎樣才能有效地在信道中傳輸信號而不會出現(xiàn)頻率失真。同時也提出如何才能節(jié)約信道的問題，從而導(dǎo)致了調(diào)制技術(shù)的出現(xiàn)。 為避免電磁信號之間的無序干擾，各類傳輸系統(tǒng)都必須嚴格遵照為其規(guī)定的頻率范圍進行工作，如調(diào)頻廣播發(fā)射信號頻率只能在88108 MHz范圍內(nèi)，而中波廣播和短波通信的頻率范圍則分別是5351640 kH

3、z和230 MHz。但我們明確地知道，這些系統(tǒng)實際需要傳輸?shù)男盘柾腔鶐盘?，它們一般是低通型信號，甚至有的還包含直流成分。如果把這些低頻信號都直接用基帶方式傳送，就會出現(xiàn)不可想象的相互干擾以及信道衰減，從而導(dǎo)致通信失敗。 為了避免上述情況的發(fā)生，有效地利用頻帶資源，必須在發(fā)送端將基帶信號的頻率進行適當?shù)陌嵋疲瑢㈩l譜相似的基帶信號搬移到不同的高頻頻段，在接收端再通過相反的操作過程將它搬移至原來的頻率范圍。發(fā)送端的這個搬移過程稱為調(diào)制(Modulation)，而接收端的反向操作則稱為解調(diào)(Demodulation)。調(diào)制和解調(diào)在通信系統(tǒng)中總是同時出現(xiàn)的，因此往往把調(diào)制和解調(diào)系統(tǒng)稱為調(diào)制系統(tǒng)或調(diào)

4、制方式。 對任何調(diào)制系統(tǒng)而言，一般都具有如下功能和特點： (1) 對調(diào)制信號進行頻譜搬移，使之適合信道傳輸?shù)囊蟆?2) 把基帶信號調(diào)制到較高的頻率(一般調(diào)制到幾百kHz到幾百MHz，甚至更高的頻率)，使天線容易輻射。(3) 便于頻率分配。為使無線電臺發(fā)出的信號互不干擾，可以給每個發(fā)射臺分配不同的頻率。(4) 便于進行信道的多路復(fù)用，提高系統(tǒng)的傳輸有效性(5) 可減少噪聲和干擾的影響，提高系統(tǒng)的傳輸可靠性。圖所示是調(diào)制器的一般模型。該模型中，高頻信號c(t)稱為載波，基帶信號f(t)稱為調(diào)制信號，調(diào)制信號改變載波的某個參數(shù)(幅度、頻率或相位)的過程，稱為調(diào)制，已調(diào)信號用sm(t)表示。從模型中

5、可以看出，調(diào)制的過程從時域上來看就是基帶信號和載波相乘，對應(yīng)于頻域上則是基帶信號和載波的卷積，從頻譜圖上來理解就是頻譜的搬移。 圖3.0.1 調(diào)制的一般模型 按照不同的劃分依據(jù)，調(diào)制有多種分類方法，下面僅列舉幾種最為常見的。1. 根據(jù)調(diào)制信號分類根據(jù)調(diào)制信號的不同，可將調(diào)制分為模擬調(diào)制和數(shù)字調(diào)制兩類。所謂模擬調(diào)制是指調(diào)制信號為模擬信號的調(diào)制； 數(shù)字調(diào)制就是調(diào)制信號為數(shù)字信號的調(diào)制。2. 根據(jù)載波分類用于攜帶信息的高頻載波既可以是正弦波，也可以是脈沖序列。以正弦信號作為載波的調(diào)制叫做連續(xù)載波調(diào)制； 以脈沖序列作為載波的調(diào)制叫做脈沖載波調(diào)制。脈沖載波調(diào)制中，載波信號是時間間隔均勻的矩形脈沖。3.

6、根據(jù)調(diào)制前后信號的頻譜結(jié)構(gòu)關(guān)系分類根據(jù)已調(diào)信號的頻譜結(jié)構(gòu)和未調(diào)制信號頻譜之間的關(guān)系，可把調(diào)制分為線性調(diào)制和非線性調(diào)制兩種。(1) 線性調(diào)制。輸出已調(diào)信號sm (t)的頻譜和調(diào)制信號f(t)的頻譜之間成線性關(guān)系，如調(diào)幅(AM)、雙邊帶調(diào)制(DSB)、單邊帶調(diào)制(SSB)等。 (2) 非線性調(diào)制。輸出已調(diào)信號sm(t)的頻譜和調(diào)制信號f(t)的頻譜之間沒有線性對應(yīng)關(guān)系，即已調(diào)信號的頻譜中含有與調(diào)制信號頻譜無線性對應(yīng)關(guān)系的頻譜成分，如FM、FSK等。在模擬調(diào)制技術(shù)中，載波信號是如式(3-0-1)所描述的正弦波。c(t)=A cos (ct+0) (3-0-1) 式中，載波c(t)共有3個參數(shù)： 幅度

7、、 頻率c、初始相位0。調(diào)制過程是指用基帶信號f(t)去改變載波的某個參數(shù)，已調(diào)信號由式(3-0-2)描述。sm(t)=A(t) cos (ct+(t)+0) (3-0-2) 對應(yīng)于不同的模擬調(diào)制技術(shù)，已調(diào)信號中隨基帶信號f(t)線性變化的參數(shù)不同。對于幅度調(diào)制，A(t)f(t)； 對于相位調(diào)制，瞬態(tài)相位(t)f(t)； 對于頻率調(diào)制，則有d(t)/dtf(t)。 線性調(diào)制就是將基帶信號的頻譜沿頻率軸做線性搬移的過程，故已調(diào)信號的頻譜結(jié)構(gòu)和基帶信號的頻譜結(jié)構(gòu)相同，只不過搬移了一個頻率位置，如圖所示。根據(jù)已調(diào)信號頻譜與調(diào)制信號頻譜之間的不同線性關(guān)系，可以得到不同的線性調(diào)制，如常規(guī)雙邊帶調(diào)制(AM

8、)、抑制載波的雙邊帶調(diào)制(DSB)、單邊帶調(diào)制(SSB)和殘留邊帶調(diào)制(VSB)等。下面分別予以介紹。 3.1 模擬信號的線性調(diào)制 圖3.1.1 頻譜的線性搬移 3.1.1 常規(guī)雙邊帶調(diào)制常規(guī)雙邊帶調(diào)制是指用基帶信號f(t)疊加一個直流分量后去控制載波c(t)的振幅，使已調(diào)信號的包絡(luò)按照f(t)的規(guī)律線性變化，通常也把這種調(diào)制稱為常規(guī)調(diào)幅(Amplitude Modulation)，簡記為。 1. 常規(guī)雙邊帶調(diào)制()信號的時域表示調(diào)幅就是用調(diào)制信號去控制載波的振幅，使載波的幅度隨調(diào)制信號的變化規(guī)律而變化。常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的時域表達式為sAM (t)=A0+f(t)cos (ct+0)(3-1

9、-1) 圖表示了常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的波形和調(diào)制過程。其中，圖()所示為基帶調(diào)制信號f(t)，它是一個低頻余弦信號，初相為； 圖()所示是調(diào)制信號疊加了一個直流分量后的輸出； 圖()所示為等幅的高頻載波信號c(t)； 圖()所示為輸出的已調(diào)信號sAM(t)。圖3.1.2 常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號波形和調(diào)制過程 從該圖可以看出，雙邊帶調(diào)制的輸出波形就是載波振幅按照調(diào)制信號的大小成比例變化的高頻振蕩信號。將高頻振蕩信號的各個最大點用虛線描出，所得的曲線叫做調(diào)幅波的“包絡(luò)”。不難看出，這個已調(diào)信號的包絡(luò)與調(diào)制信號的波形完全相似，而頻率則維持載波頻率，也就是說，每一個高頻載波的周期都是相等的，因而其波形的疏密

10、程度均勻一致，與未調(diào)制時的載波波形疏密程度相同。設(shè)圖3.1.2(a)所示的低頻調(diào)制信號為f(t)=Am cosmt=Am cos2fmt(3-1-2)則雙邊帶調(diào)制信號為sAM (t)=A0+Am cosmt cosct=A01+ma cosmtcosct(3-1-3)式中，ma=Am/A0稱為調(diào)幅指數(shù)或調(diào)幅度，一般僅由調(diào)制電路確定。若ma1，則已調(diào)信號的包絡(luò)將嚴重失真，這種情況為過量調(diào)幅。為避免失真，應(yīng)使ma1。 前面介紹的是調(diào)制信號為單頻正弦信號時的情況，但通常傳送的信號(如語音、圖像等)往往是由許多不同頻率組成的多頻信號。和單頻正弦信號的調(diào)制一樣，多頻信號調(diào)制時，調(diào)幅波的振幅將分別隨著各頻

11、率信號的規(guī)律而變化，由于這些變化都是和每個信號成比例的，故最后輸出的調(diào)幅信號就和原始信號規(guī)律一致，即它的幅度攜帶了原始信號所代表的信息。由于任何復(fù)雜信號都可以分解為許多頻率和幅度的正弦分量之和，故一般為簡化分析，都以正弦信號為例。圖所示是調(diào)制信號為方波時的已調(diào)信號波形。從圖中可以看出，該已調(diào)信號的包絡(luò)形狀與調(diào)制信號f(t)仍然相似。同樣地，當疊加的直流分量小于調(diào)制信號的最大值時，仍然會因過度調(diào)幅而導(dǎo)致失真，所以必須要求A0+f(t)0。 圖3.1.3 方波調(diào)制時的調(diào)幅波波形 2. 常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的頻域表示設(shè)f(t)的頻譜為F()，通過對常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的時域表達式進行傅立葉變換可求出信號

12、的頻譜表達式為SAM()=A(+c)+(-c)+ (3-1-4) 根據(jù)傅立葉變換的特性，時域上調(diào)制信號和載波信號相乘，頻域上則是相應(yīng)的傅立葉變換的卷積，從而可得常規(guī)雙邊帶調(diào)幅的頻譜如圖所示。圖中，F(xiàn)()為調(diào)制信號的頻譜，C()為載波余弦信號的頻譜，SAM()為已調(diào)常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的頻譜。由圖可以看出，已調(diào)信號的頻譜相當于將原來的調(diào)制信號的頻譜往正負兩個方向進行線性搬移，搬移之后，幅度降為原來的一半，搬移的距離是載波頻率c。此外，由于已調(diào)信號中含有載波分量，這對應(yīng)于頻譜中c處的離散沖激譜線。 圖3.1.4 常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的頻譜 從圖可以看出，常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的帶寬為調(diào)制信號帶寬的兩倍，即

13、BAM=2B (3-1-5)式中，B為調(diào)制信號的帶寬。如對頻率為3003400 Hz的語音信號進行調(diào)幅，則已調(diào)波的帶寬約為234006800 Hz。為避免各電臺之間互相干擾，對不同頻段、不同用途的電臺允許其占用的帶寬都有嚴格的規(guī)定。我國規(guī)定調(diào)幅廣播電臺的帶寬為9 kHz，即調(diào)制信號的最高頻率限制在4.5 kHz。 3. 常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的功率和效率通常用信號在1 電阻上所產(chǎn)生的平均功率來表示功率，它等于信號的均方值，即對時域表達式先平方然后再求平均值。故雙邊帶調(diào)制信號sAM (t)的功率PAM為PAM= (3-1-6) 一般情況下，可認為f(t)是均值為0的信號，且f(t)與載波的二倍頻信號

14、cos2ct相互獨立。根據(jù)平均值的性質(zhì)，式(3-1-6)可展開為PAM= (3-1-7) 這說明，常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的功率由兩部分組成。其中第一項與調(diào)制信號無關(guān)，稱為無用功率，第二項才是我們所需要的信號功率。一般定義調(diào)制信號功率與已調(diào)信號總功率之比為調(diào)制效率，記作AM，即AM= (3-1-8) 前已指出，只有滿足A0+f(t)0的條件，才能獲得無失真調(diào)制，因而調(diào)制效率AM50%。特別地，當調(diào)制信號為單頻余弦信號f(t)=Am cosmt時，必有A0Am，故此時調(diào)制效率為AM=33% (3-1-9) 當調(diào)制信號為矩形方波時，幅度為Am的常規(guī)雙邊帶調(diào)制的效率最高，但最高也只有50%。 AM=50%

15、 (3-1-10) 由此可以看出，常規(guī)雙邊帶調(diào)制最大的缺點就是調(diào)制效率低，其功率的大部分甚至絕大部分都消耗在載波信號和直流分量上，這顯然是極為浪費的。為此，應(yīng)該盡可能地提高調(diào)幅指數(shù)ma以加大信號功率所占的比例。但由于不失真條件的限制，通常情況下，可能ma還不到。為了克服這一缺點，人們提出了只發(fā)射邊頻分量而不發(fā)射載波的調(diào)制方式，這就是接下來要介紹的抑制載波的雙邊帶調(diào)制DSB。 3.1.2 抑制載波的雙邊帶調(diào)制(DSB-SC) 前已指出，常規(guī)雙邊帶調(diào)制的最大缺點就是調(diào)制效率低，其功率中的大部分都消耗在本身并不攜帶有用信息的直流分量上。如果將這個直流成分完全取消，則效率可以提高到100%，這種調(diào)制方

16、式就是抑制載波的雙邊帶調(diào)制，簡稱DSB。其已調(diào)信號的時域表達式為sDSB(t)=f(t)cosct=f(t) cos2fct (3-1-11)圖3.1.5 抑制載波的雙邊帶調(diào)制 顯然，sDSB(t)就是當A0=0時sAM (t)信號的一個特例，其輸出波形和調(diào)制過程如圖所示。對sDSB (t)信號的時域表達式求傅立葉變換，仍然設(shè)f(t)的頻譜為F()，可以得出其頻譜SDSB ()如式(3-1-12)所示，對應(yīng)的頻譜圖如圖所示。SDSB ()= (3-1-12)圖3.1.6 抑制載波的雙邊帶調(diào)制頻譜圖 式(3-1-12)說明，抑制載波雙邊帶調(diào)制信號的頻譜和常規(guī)雙邊帶調(diào)制一樣，都是調(diào)制信號的頻譜減少

17、一半后分別搬移到c為中心處，只是SDSB ()比SAM ()少了c處的兩個強度為A0的沖激分量，如圖所示。當調(diào)制信號是單頻信號f(t)=Am cosmt時，其抑制載波的雙邊帶調(diào)制頻譜圖如圖所示。 圖3.1.7 單頻信號抑制載波的雙邊帶調(diào)制頻譜圖 抑制載波的雙邊帶調(diào)制方式比常規(guī)雙邊帶調(diào)制的效率大大提高，但從圖所示的頻譜圖可以看出，它和常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的帶寬一樣，都等于調(diào)制信號f(t)帶寬的兩倍，即上、下邊帶寬度之和。但是我們知道，上、下兩個邊帶是完全對稱的，即它們攜帶的信息完全一樣。從頻帶利用率的角度來說，雙邊帶調(diào)制浪費了一半的頻率資源。為改進這一不足，人們提出了單邊帶和殘留邊帶調(diào)制方式。 3

18、.1.3 單邊帶調(diào)制前已指出，不管是DSB還是AM調(diào)制，從頻域的角度來看，都是將基帶信號的頻譜搬移到載頻的兩側(cè)，形成上、下兩個完全一樣的邊帶。顯然，每個邊帶所包含的調(diào)制信號的信息也是完全一樣的，因此可以只傳輸一個邊帶。這種僅利用一個邊帶傳輸信息的調(diào)制方式就是單邊帶調(diào)制，簡稱SSB，其已調(diào)信號記作sSSB(t)。單邊帶調(diào)制信號可以利用濾波法來獲得。圖所示為利用濾波法獲取單邊帶調(diào)制信號的調(diào)制模型。濾波法首先對調(diào)制信號進行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，然后再利用濾波器從sDSB(t)中濾出所需要的單邊帶信號。單邊帶調(diào)制分上邊帶調(diào)制和下邊帶調(diào)制，相應(yīng)地也有上邊帶調(diào)制信號sUSB(t)和下邊帶調(diào)制信號sLSB(

19、t)，如圖所示。圖3.1.8 單邊帶信號的調(diào)制模型 圖3.1.9 殘留邊帶調(diào)制信號的頻譜 從圖可以看出，單邊帶調(diào)制信號的帶寬與調(diào)制信號的帶寬相等，即BSSB=B (3-1-13)由上述介紹不難看出，單邊帶調(diào)制比雙邊帶調(diào)制節(jié)省一半的信道帶寬，提高了信道利用率； 而且由于單邊帶信號只有一個邊帶，不存在傳輸過程中載頻和上、下邊帶的相位關(guān)系遭到破壞的缺點，因此其抗選擇性衰落的能力有所增強。但對于低頻成分極為豐富的調(diào)制信號，單邊帶電路很難實現(xiàn)，從而產(chǎn)生了介于單、雙邊帶調(diào)制之間的殘留邊帶調(diào)制。3.1.4 殘留邊帶調(diào)制殘留邊帶調(diào)制簡記為VSB，它不像單邊帶那樣對不傳送的邊帶進行完全的抑制，而是使它逐漸截止，

20、這樣就會使需要被抑制的邊帶信號在已調(diào)信號中保留了一小部分。由于殘留邊帶調(diào)制也是線性調(diào)制，因此也可以用圖所示的調(diào)制模型來進行。不過，這時濾波器的單位沖激響應(yīng)h(t)應(yīng)按殘留邊帶調(diào)制的要求來進行設(shè)計。顯然，這個濾波器不需要十分陡峭的濾波器特性。因而，它比單邊帶濾波器容易制作。殘留邊帶調(diào)制的濾波器特性如圖所示，相應(yīng)的調(diào)制信號的頻譜如圖所示。圖3.1.10 殘留邊帶調(diào)制的濾波器特性 圖3.1.11 形成單邊帶信號的濾波特性及其頻譜 從圖可以看出，殘留邊帶調(diào)制信號的帶寬介于單邊帶和雙邊帶調(diào)制信號的帶寬之間，即BBVSB2B (3-1-14) 由上述介紹可知，殘留邊帶濾波器的截止特性具有較高的選擇自由度。

21、但必須注意，有選擇自由度并不意味著對“陡峭程度”就沒有什么制約了。很明顯，如果截止特性非常陡峭，那么所得到的殘留邊帶信號就接近于單邊帶信號，濾波器將難以制作； 如果截止特性的陡峭程度較差，則殘留部分必然就增多，殘留邊帶信號所占的帶寬也越寬，甚至接近于雙邊帶信號。可見，殘留邊帶信號的帶寬與濾波器的實現(xiàn)之間存在著矛盾，在實際中需要恰當處理。 殘留邊帶調(diào)制在電視技術(shù)中應(yīng)用得較為廣泛，電視圖像信號的載頻和上邊帶信號全部傳送出去，而下邊帶則只傳送不高于0.75 MHz的低頻信號部分。殘留邊帶調(diào)制在低頻信號的調(diào)制過程中，由于濾波器制作相對簡單，且頻帶利用率較高，是信號中含有大量低頻成分時的首選調(diào)制方式。

22、3.2.1 線性調(diào)制的解調(diào)方式線性調(diào)制信號的解調(diào)方式通常有兩種。一種直接采用包絡(luò)檢波法，又稱非相干檢波法。 這種方法利用非線性器件和濾波器分離提取出已調(diào)信號的包絡(luò)，獲得所需的基帶信號so (t)，其原理框圖如圖所示。 3.2 線性調(diào)制的解調(diào)與抗噪聲性能圖3.2.1 包絡(luò)檢波原理框圖 另一種解調(diào)方法稱做相干解調(diào)法。這種方法通過相乘器將收到的已調(diào)信號與接收機產(chǎn)生的載波恢復(fù)信號相乘，要求載波恢復(fù)信號與已調(diào)信號中的載波信號同頻同相，然后再通過低通濾波器LPF，分離提取出調(diào)制信號so(t)。此信號與原輸入調(diào)制信號f(t)是有區(qū)別的。 相干解調(diào)的原理框圖如圖所示。圖3.2.2 相干解調(diào)的原理框圖 1. 包

23、絡(luò)檢波包絡(luò)檢波器一般由半波或全波整流器和低通濾波器組成。它屬于非相干解調(diào)，廣播接收機中多采用此法。包絡(luò)檢波器就是從已調(diào)波的幅度中提取原基帶調(diào)制信號，結(jié)構(gòu)簡單，其解調(diào)輸出信號的幅度是相干解調(diào)輸出信號幅度的兩倍。因此，AM信號一般都采用包絡(luò)檢波。一個理想包絡(luò)檢波器的輸出就是輸入的包絡(luò)。 2. 相干解調(diào)相干解調(diào)器由相乘器和低通濾波器組成，可用于AM、DSB、SSB、VSB信號的解調(diào)。下面以DSB信號為例，說明相干解調(diào)的原理。首先，從時域上進行分析。 sDSB (t)信號由下式描述： sDSB (t)=f(t)cosct=f(t)cos2fct (3-2-1) 因此，圖中y(t)可表示成： y(t)=

24、sDSB (t) cosct=f(t)cos2c t=f(t) cos2ct (3-2-2) 圖3.2.3 DSB信號的相干解調(diào) 經(jīng)過低通濾波器后，高頻成分被濾除，得到解調(diào)輸出f(t)。顯然，該電路實現(xiàn)無失真解調(diào)的關(guān)鍵在于本地載波信號是否與收到的載波信號完全同頻同相。圖所示解調(diào)過程的各個信號的頻譜變化如圖所示。從中可以看出，跟調(diào)制過程類似，解調(diào)模型中本地載波和已調(diào)信號相乘，也相當于對已調(diào)信號的頻譜往兩側(cè)進行線性搬移，搬移的距離是c。因此在Y()中，必然包含原調(diào)制信號的頻譜F()，通過低通濾波可以得到原調(diào)制信號。圖3.2.4 DSB信號相干解調(diào)過程各個信號的頻譜 3.2.2 線性調(diào)制的抗噪聲性能

25、本節(jié)討論當信道存在高斯加性白噪聲時，各種線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能。由于加性噪聲被認為只對信號的接收產(chǎn)生影響，故調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能是利用解調(diào)器的抗噪聲能力來衡量的?？乖肼曅阅芡ǔＳ谩靶旁氡取眮矶攘?。所謂信噪比，指的是信號與噪聲的平均功率之比。圖給出了調(diào)制系統(tǒng)抗噪聲性能的分析模型。模型中，已調(diào)信號用s(t)表示，信道模型用相加器表示，加性噪聲為n(t)。已調(diào)信號s(t)和n(t)在到達解調(diào)器之前，通常都要經(jīng)過一個帶通濾波器，將混合在噪聲中的有用信號濾出來，同時，濾除濾波器通帶以外的噪聲。因此，在解調(diào)器輸入端的信號仍可認為是s(t)，而噪聲n(t)則由白噪聲變成為帶通型噪聲ni(t)?？梢姡庹{(diào)器

26、輸入端的噪聲帶寬與已調(diào)信號的帶寬是相同的。圖3.2.5 調(diào)制系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型 對于不同的調(diào)制系統(tǒng)，將有不同形式的信號，但解調(diào)器輸入端的噪聲形式卻都是相同的，即帶通型噪聲。這個帶通型噪聲ni(t)是由高斯白噪聲n(t)通過中心頻率為0的帶通濾波器而得到的，它通常是一個高斯窄帶噪聲，可表示成： ni (t)=nI (t) cos0t-nQ (t) sin0t (3-2-3) 且有 (3-2-4)式中，Ni、no分別為解調(diào)器輸入噪聲信號的功率及高斯噪聲單邊功率譜； B是帶通濾波器的通帶帶寬，nI (t)是ni (t)的同相分量，nQ (t)是ni(t)的正交分量。因而解調(diào)器輸入端的信噪比為 (

27、3-2-5) 若經(jīng)解調(diào)器解調(diào)后得到的有用基帶信號記為so(t)，解調(diào)器輸出噪聲記為no(t)，則解調(diào)器的輸出信噪比可表示成： (3-2-6) 由所求得的解調(diào)器的輸入和輸出信噪比，便可以對解調(diào)器的抗噪聲性能做出評估。為簡明起見，通常可以觀察解調(diào)器的輸出信噪比與輸入信噪比的比值G：G= (3-2-7) 這個比值G通常稱為調(diào)制系統(tǒng)信噪比增益。接下來，我們就不同的調(diào)制技術(shù)，推導(dǎo)出各種解調(diào)器的輸入、輸出信噪比，并在此基礎(chǔ)上分析各種調(diào)制技術(shù)的抗噪聲性能。1. DSB調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能對于圖所示的解調(diào)系統(tǒng)，解調(diào)過程可理解成分別對輸入信號和噪聲進行解調(diào)。根據(jù)前述說明，解調(diào)器的輸入信號為si(t)=f(t)c

28、osct (3-2-8) 其平均功率為Si= (3-2-9) 由圖可知，信號si(t)與本地載波cosct相乘以后為sp(t)=si(t)cosct=f(t)cos2ct=f(t)(1+cos2ct) (3-2-10)經(jīng)過低通濾波器以后，式(3-2-10)中的高頻成分被濾除，從而解調(diào)器的輸出信號為so (t)=f(t) (3-2-11)相應(yīng)地，解調(diào)器輸出信號功率為So= (3-2-12) 對解調(diào)系統(tǒng)而言，通常0=c。為計算解調(diào)器輸出的噪聲功率，先計算解調(diào)相乘器輸出的噪聲，即(3-2-13)經(jīng)過低通濾波后，式(3-2-13)中所有的二倍頻分量都被濾除，即解調(diào)器輸出噪聲為no(t)=nI (t)

29、(3-2-14)相應(yīng)地，解調(diào)器輸出的噪聲平均功率為No= (3-2-15) 由式(3-2-4)和式(3-2-9)可得解調(diào)器的輸入信噪比為 (3-2-16) 由式(3-2-12)和式(3-2-15)可得解調(diào)器的輸出信噪比為(3-2-17) 因此，調(diào)制系統(tǒng)的信噪比增益為GDSB=2 (3-2-18) 可以看出，對于DSB調(diào)制系統(tǒng)而言，調(diào)制系統(tǒng)的信噪比增益為2。這就是說，DSB信號的解調(diào)器使信噪比改善了一倍。這是因為采用相干解調(diào)，使輸入噪聲中的正交分量被抑制的緣故。2. AM調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能跟DSB調(diào)制系統(tǒng)相比，AM調(diào)制系統(tǒng)只是解調(diào)器的輸入信號功率不同，即Si= (3-2-19)從而，解調(diào)器輸入

30、、輸出信噪比分別為 (3-2-20) (3-2-21) 因此AM調(diào)制系統(tǒng)的信噪比增益為 (3-2-22) 我們知道，對于AM調(diào)制系統(tǒng)來說，即便基帶調(diào)制信號是方波時，調(diào)制效率AM最大值也是50，因此AM調(diào)制系統(tǒng)的信噪比增益永遠小于1。3. SSB調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能對于單邊帶調(diào)制信號，圖中的帶通濾波器跟雙邊帶調(diào)制信號的帶通濾波器不同，其帶寬僅為后者的一半。由于單邊帶信號的解調(diào)器與雙邊帶信號的解調(diào)器相同，故計算單邊帶信號解調(diào)器輸入、輸出信噪比和解調(diào)器輸入、輸出的噪聲的方法與計算雙邊帶信號的完全相同，即 (3-2-23) 式中，B為單邊帶的帶通濾波器帶寬，即基帶調(diào)制信號f(t)的帶寬。對于單邊帶解調(diào)

31、器輸入、輸出的信號功率，不能簡單地照搬雙邊帶時的結(jié)構(gòu)。這是因為單邊帶信號的表達式與雙邊帶的不同，其表達式如下： (3-2-24) 式中， f(t)是將f(t)的所有頻率成分都相移90后的信號。上式中取“”將形成下邊帶，取“”則形成上邊帶。 現(xiàn)以SSB信號(上邊帶)為例，計算解調(diào)器輸入、輸出端的信號功率。首先計算解調(diào)器輸入端的信號功率Si： (3-2-25) 式中，由于f(t)是基帶信號，故 f(t)也是基帶信號，而基帶信號隨時間的變化，相對于頻率為2c的載頻的變化是十分緩慢的，因而式(3-2-25)中第三項應(yīng)為 (3-2-26) 又由于f(t)與 f(t)具有相同的功率譜密度或相同的平均功率，

32、故 (3-2-27) 式(3-2-24)所示的單邊帶信號經(jīng)過相乘器后，其結(jié)果為 (3-2-28) 經(jīng)過低通濾波器后，式(3-2-28)中后面兩項就被濾除，從而得到解調(diào)器輸出信號為 (3-2-29)解調(diào)器輸出信號功率為 (3-2-30) 綜上所述，解調(diào)器輸入、輸出信噪比分別為 (3-2-31) (3-2-32) 因此，單邊帶信號的信噪比增益為GSSB= (3-2-33) 跟雙邊帶解調(diào)相比，單邊帶解調(diào)信噪比增益只有雙邊帶的一半。造成這個結(jié)果的原因是單邊帶信號中的 f(t) sinct分量被解調(diào)器抑制了，而它在解調(diào)器輸入端卻是信號功率的組成部分。 根據(jù)上述結(jié)果，并不能得出雙邊帶解調(diào)的性能比單邊帶的性

33、能好的結(jié)論。由式(3-2-9)和式(3-2-27)可知，單邊帶信號解調(diào)器輸入功率僅為雙邊帶的一半。因此，不難看出，在噪聲功率譜密度相同的情況下，即信道環(huán)境相同的情況下，只要調(diào)制功率相同，不論是單邊帶調(diào)制還是雙邊帶調(diào)制，解調(diào)器輸出端的信噪比是相等的。也就是說，從抗噪聲的性能上來說，單邊帶的解調(diào)性能和雙邊帶的解調(diào)性能是相同的。殘留邊帶調(diào)制的抗噪聲性能更為復(fù)雜一些，我們就不介紹了。4. 小結(jié)綜上所述，對于不同的線性調(diào)制系統(tǒng)，其解調(diào)器的信噪比增益可概括為式(3-2-34)。從抗噪聲能力的角度出發(fā)，單邊帶調(diào)制系統(tǒng)和抑制載波的雙邊帶調(diào)制系統(tǒng)相仿，由于常規(guī)雙邊帶調(diào)制系統(tǒng)的大部分功率都浪費在載波功率上，所以其

34、抗噪聲性能最差。(3-2-34)3.3.1 基本概念調(diào)制實質(zhì)上就是利用高頻載波的3個參數(shù)(幅度、頻率、相位)之一攜帶調(diào)制信號的信息。線性調(diào)制使載波的幅度隨調(diào)制信號f(t)發(fā)生線性變化，而載波的瞬時頻率或相位隨f(t)發(fā)生線性變化的調(diào)制稱為角度調(diào)制，即角度調(diào)制由f(t)控制載波的瞬時頻率或相位變化，變化的周期由f(t)的頻率決定，而載波的幅度則保持不變。3.3 模擬信號的非線性調(diào)制 根據(jù)f(t)控制的是載波的頻率還是相位，可將角度調(diào)制分為頻率調(diào)制(Frequency Modulation)和相位調(diào)制(Phase Modulation)。其中，頻率調(diào)制簡稱調(diào)頻，記為FM； 相位調(diào)制簡稱調(diào)相，記為P

35、M。角度調(diào)制中已調(diào)信號的頻譜不像線性調(diào)制那樣還和調(diào)制信號頻譜之間保持某種線性關(guān)系，其頻譜結(jié)構(gòu)已經(jīng)完全變化，出現(xiàn)了許多新的頻率分量，因此也稱為非線性調(diào)制。設(shè)載波信號為Acos(ct+0)，則角度調(diào)制信號可統(tǒng)一表示為瞬時相位(t)的函數(shù)： s(t)=A(t) cos(t) (3-3-1) 根據(jù)調(diào)頻的定義，調(diào)頻信號的載波頻率增量將和調(diào)制信號f(t)成比例，即(t)=KFMf(t) (3-3-2)式中，KFM稱為頻偏指數(shù)，它完全由電路參數(shù)確定，而與信號無關(guān)。由上式可知，此時瞬時相位(t)為(t)=ct+KFMf(t)dt (3-3-3) 故調(diào)頻信號的時域表達式為sFM (t)=Acos ct+KFMf

36、(t)dt (3-3-4) 與此類似，根據(jù)調(diào)相的定義，調(diào)相信號的相位增量為=KPMf(t) (3-3-5) 式中，KPM稱為相偏指數(shù)，由電路參數(shù)決定。調(diào)相信號的時域表達式為sPM(t)=Acosct+KPMf(t) (3-3-6) 令調(diào)制信號為單頻信號，即f(t)=Am cosmt，代入式(3-3-4)和式(3-3-6)，可以得到單頻正弦信號的調(diào)頻、調(diào)相信號表達式為 (3-3-7) (3-3-8)式中，F(xiàn)M=稱作調(diào)頻指數(shù)，fmax為最大頻偏；PM=KPMAm稱為調(diào)相指數(shù)，它表示調(diào)相過程中的最大相位偏移。顯然，調(diào)頻指數(shù)FM和調(diào)相指數(shù)PM由電路參數(shù)和調(diào)制信號共同決定。根據(jù)式(3-3-7)和式(3-

37、3-8)畫出的正弦信號f(t)=Am cosmt對載波Acosct進行調(diào)相和調(diào)頻時的信號波形，如圖所示。其中，圖(a)為調(diào)相信號sPM (t)，圖(b)為調(diào)頻信號sFM(t)。圖3.3.1 調(diào)頻、調(diào)相信號波形 通過比較可以看出，調(diào)頻信號的波形疏密程度跟調(diào)制信號f(t)有關(guān)。當f(t)取正的最大值時，sFM (t)頻率最高，即此時頻偏最大，波形上對應(yīng)位置的波形最密； 當f(t)取負的最大值時，sFM (t)頻率最低，即此時頻偏也最大(最大負頻偏)，波形上對應(yīng)位置的波形最疏。而調(diào)相信號的波形疏密程度卻和調(diào)制信號f(t)有90的偏差，這是因為瞬時相位和瞬時頻率之間是微分和積分的關(guān)系。3.3.2 窄帶

38、頻率調(diào)制(NBFM)頻率調(diào)制通常可分為窄帶調(diào)頻和寬帶調(diào)頻兩種。其劃分的依據(jù)就是瞬時相位偏移是否遠小于0.5(rad)或，即按下式進行劃分： (t)=KFMf(t) dt或0.5(rad) (3-3-9) 當滿足上式時，調(diào)頻為窄帶調(diào)頻(NBFM)； 否則為寬帶調(diào)頻(WBFM)。前面已介紹了頻率調(diào)制信號的時域表達式，根據(jù)式(3-3-9)，窄帶調(diào)頻信號的時域表達式為 (3-3-10)因為(t)=KFMf(t)dt 或0.5(rad)，所以有cosKFMf(t)dt1，代入上式中有sFM(t)=Acosct-AsinKFMf(t)dtsinct (3-3-11) 設(shè)調(diào)制信號f(t)為零均值信號，其頻譜

39、為F()，對式(3-3-11)進行傅立葉變換，可得出窄帶調(diào)頻信號的頻譜為sNBFM ()=A(-c)+(+c)+ (3-3-12) 當調(diào)制信號為單頻信號時，設(shè)f(t)=cosmt，則由式(3-3-12)可畫出此時調(diào)頻信號的頻譜如圖所示。其中，圖(a)、圖(b)、圖(c)分別為調(diào)制信號f(t)、常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號sAM (t)和窄帶調(diào)頻信號sNBFM(t)的頻譜。 圖3.3.2 單頻調(diào)制時的常規(guī)調(diào)幅AM和窄帶調(diào)頻NBFM信號頻譜(a) 調(diào)制信號頻譜； (b) 常規(guī)調(diào)幅信號的頻譜； (c) 窄帶調(diào)頻信號的頻譜 圖(b)和圖(c)非常相似，說明單頻信號的窄帶調(diào)頻信號和常規(guī)調(diào)幅信號的頻譜是比較接近的，

40、它們都含有c和cm的頻率分量，且兩種信號的帶寬也一樣，即BAM=BNBFM=2fm，區(qū)別在于窄帶調(diào)頻信號的c+m分量與c-m分量是反相的，即圖(c)中c-m頻率分量的譜線是向下的。由式(3-3-12)可以畫出任意波形的窄帶調(diào)頻信號頻譜，它們和常規(guī)調(diào)幅信號的頻譜相似，即窄帶調(diào)頻信號的-c+m與-c-m分量彼此反相，其帶寬BNBFM=2fm(fm為調(diào)制信號的最高頻率)。 3.3.3 寬帶頻率調(diào)制(WBFM)當調(diào)頻信號瞬時相位的偏移不滿足窄帶調(diào)頻的條件時，就稱此頻率調(diào)制為寬帶調(diào)頻。由于不滿足式(3-3-9)，故調(diào)頻信號的表示式(3-3-10)不能簡化成式(3-3-11)那樣的形式。一般信號的調(diào)頻信號

41、的分析比較困難，因此我們主要介紹單頻信號的寬帶調(diào)頻信號，使讀者理解和掌握寬帶調(diào)頻信號的一些基本性質(zhì)。 利用三角公式，對單頻信號的調(diào)頻信號的表達式(式(3-3-7)進行變換得sFM (t) =Acosct+FMsinmt =Acosctcos (FMsinmt)-Asinctsin (FMsinmt) (3-3-13)式中cos (FMsinmt)、sin (FMsinmt)可通過貝塞爾函數(shù)求得。由于貝塞爾函數(shù)的計算過程過于復(fù)雜，這里不予介紹，有興趣的讀者可自行查閱相關(guān)書籍。我們僅給出一些相關(guān)的結(jié)論： (1) 當調(diào)頻指數(shù)FM很小時，貝塞爾函數(shù)求得的結(jié)果與式(3-3-12)一致，相應(yīng)的頻譜如圖所示

42、。(2) 對FM的任意取值，調(diào)頻信號的頻譜由載頻和無窮多個邊頻組成，這些邊頻對稱地分布在載頻的兩側(cè)，相鄰頻率間隔為m，圖分別給出了FM為2和8時的頻譜圖。(3) 調(diào)頻信號所有邊頻分量的功率之和加上載波分量的功率將為常數(shù)，而且可以證明，這個常數(shù)就是未調(diào)載波功率A2/2。也就是說，由于調(diào)頻信號只改變載波的頻率疏密程度，而不改變其幅度，故調(diào)頻前后信號的總功率不變，只是調(diào)頻前信號功率集中在載波上，而調(diào)頻后信號功率則分配在載頻和各個邊頻分量上。 圖3.3.3 寬帶調(diào)頻信號的頻譜分布圖 由圖可以看出，盡管FM信號具有無窮多的邊頻信號，即從理論上來講，其帶寬是無限寬的。但由貝塞爾函數(shù)的特性可知，當FM1時，

43、邊頻分量中偏離載波大于FMm的高階分量可以忽略。換句話來說，F(xiàn)M信號中的絕大部分能量包含在有限的頻譜中。通常利用式(3-3-14)計算其帶寬。BFM=2(1+FM)fm=2fm+2fmax (3-3-14) 該式稱為卡森公式，式中fmax稱為最大頻偏。請讀者結(jié)合圖以及卡森公式，弄清調(diào)頻信號的帶寬計算公式與頻譜圖之間的聯(lián)系。由卡森公式可知： 當FM1，即窄帶調(diào)頻時，卡森公式可近似為BFM=2(1+FM)fm2fm當FM1時，卡森公式可以近似為BFM=2(1+FM)fm2FMfm=2fmax【例3.3.1】 用10 kHz的單頻正弦信號對1 MHz的載波進行調(diào)制，峰值頻偏為2 kHz，試求： (1

44、) 該調(diào)頻信號的帶寬； (2) 若調(diào)制信號的幅度加倍，該調(diào)頻信號的帶寬； (3) 若調(diào)制信號的頻率加倍，該調(diào)頻信號的帶寬。解 (1) 由卡森公式可知： BFM=2(1+FM)fm=2(fm+fmax)=2(10+2)=24(kHz)(2) 由卡森公式和式(3-3-8)可知： BFM=2(1+FM)fm=2(fm+fmax)=2(fm+KFMAm) 所以當調(diào)制信號幅度Am加倍時，最大頻偏fmax也加倍。 因此，此時該調(diào)頻信號的帶寬為BFM=2(1+FM)fm=2(fm+fmax)=2(10+22)=28(kHz) (3) 由卡森公式可知，當調(diào)制信號的頻率加倍時，對最大頻偏沒有影響。 因此，此時該

45、調(diào)頻信號的帶寬為BFM=2(1+FM)fm=2(fm+fmax)=2(20+2)=44(kHz)3.4.1 調(diào)頻信號的解調(diào)方式調(diào)頻信號有兩種方式： 相干方式和非相干方式。一般來說，窄帶調(diào)頻信號采用相干解調(diào)，其主要原理與前述線性調(diào)制信號的相干解調(diào)的相同； 寬帶調(diào)頻信號采用非相干解調(diào)，其主要組成部分就是鑒頻器。鑒頻器的數(shù)學(xué)模型可等效為一個帶微分器的包絡(luò)檢波器，如圖所示。3.4 非線性調(diào)制信號的解調(diào)與抗噪聲性能 圖3.4.1 調(diào)頻信號的解調(diào)模型 我們知道，調(diào)頻信號可以表示成sFM(t)=Acosct+KFMf(t) dt因此，在圖中，調(diào)頻信號經(jīng)過微分器之后的信號sd(t)為 (3-4-1) 由上式可

46、知，sd(t)經(jīng)過微分器之后變成了調(diào)幅、調(diào)頻信號，其幅度為A(t)=Ac+KFMf(t) (3-4-2)幅度中包含原有信號f(t)，經(jīng)包絡(luò)檢波并濾除直流分量后的輸出為so(t)=AKFMf(t) (3-4-3) 3.4.2 調(diào)頻信號的抗噪聲性能考慮噪聲影響的FM接收系統(tǒng)可用圖表示。其中帶通濾波器BPF的作用是限制帶外噪聲，并保證FM信號無失真通過。低通濾波器LPF的作用是抑制調(diào)制信號頻率范圍之外的高頻分量和噪聲。 圖3.4.2 寬帶調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型 跟線性調(diào)制方式一樣，調(diào)頻信號的抗噪聲性能也可以用解調(diào)器的信噪比增益來衡量，由于計算過于復(fù)雜，我們僅給出相關(guān)結(jié)論。 調(diào)頻信號的信噪比增益為

47、 GFM=3 (1+FM) (3-4-4) 當 時，有近似式 GFM=3【例3.4.1】 當調(diào)頻指數(shù)FM分別為1和2時，求調(diào)頻信號的帶寬與信噪比增益。解 當FM為1時，由卡森公式有BFM=2(1+FM)fm=4fm而信噪比增益為GFM=3(1+FM)=6 當FM為2時，由卡森公式有BFM=2(1+FM)fm=6fm而信噪比增益為GFM=3(1+FM)=36由例可知，調(diào)頻系統(tǒng)的帶寬高于調(diào)幅系統(tǒng)，但其信噪比增益卻遠遠大于調(diào)幅系統(tǒng)的。從系統(tǒng)的有效性、可靠性角度來分析，調(diào)頻系統(tǒng)就是用高帶寬來換取高信噪比，即犧牲有效性來換取可靠性。 3.4.3 模擬調(diào)制系統(tǒng)的性能比較本章前面幾節(jié)分別介紹和分析了模擬線性

48、調(diào)制和模擬非線性調(diào)制技術(shù)。總的來說，線性調(diào)制系統(tǒng)的頻帶利用率高，但抗干擾能力較差； 非線性調(diào)制系統(tǒng)則正好與此相反。為了使讀者更好地熟悉、掌握各種調(diào)制方式的性能，用表3-4-1列出各系統(tǒng)在單頻調(diào)制信號時的基本特點和公式。由該表可知，從抗噪聲能力的角度出發(fā)，調(diào)頻系統(tǒng)性能最好，單邊帶系統(tǒng)和抑制載波的雙邊帶系統(tǒng)次之，由于常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號的絕大部分功率都浪費在載波功率上，所以其抗噪聲能力最差。 表3-4-1 調(diào)制信號為單頻信號時的基本特點和公式 通信中的“復(fù)用”是指一種將若干個彼此獨立的信號合并為一個可在同一信道上傳輸?shù)膹?fù)合信號的方法或技術(shù)。 系統(tǒng)中，每路話音信號的頻帶都是3003400 Hz。把若干

49、路這樣的信號分別調(diào)制到不同的頻段，再把它們合并在一起，通過同一個信道進行傳輸，在接收端再根據(jù)不同的載波頻率將它們彼此分離，進而解調(diào)還原的過程就是頻分復(fù)用技術(shù)。 3.5 頻分復(fù)用(FDM) 通信系統(tǒng)中，信道所能提供的帶寬往往比傳送一路信號所需的帶寬大得多。隨著通信技術(shù)的發(fā)展，各式各樣的通信方式、制式層出不窮，頻率資源日益緊張，一個信道只傳送一路信號顯然是非常浪費的。為了充分利用信道帶寬，解決頻率緊張的問題，人們提出了頻分復(fù)用這種方法。所謂頻分復(fù)用，就是指用不同頻率傳送各路消息，以實現(xiàn)多路通信。這種方法也叫頻率復(fù)用。無線電廣播和電視廣播是大家最熟悉也是最典型的頻分復(fù)用的例子。每個電臺選用不同頻率的

50、載波傳輸，接收機通過適當?shù)恼{(diào)諧則可選擇需要的信號。 圖為FDM系統(tǒng)的原理框圖。圖中，復(fù)用的信號共有n路，每路信號首先通過低通濾波器(LPF)以限制各路信號的最高頻率fm，再分別對不同頻率的載波信號進行調(diào)制，經(jīng)帶通濾波器濾波后，由相加器把各路調(diào)制信號疊加，然后發(fā)送出去。為簡單起見，設(shè)各路信號的fm都相等，若每路信號都是話音信號，則它們的fm均為3400 Hz。調(diào)制方式和電路可有多種選擇，但實際上多采用單邊帶調(diào)制，這是因為它最節(jié)約頻帶的緣故。相應(yīng)地，圖中的BPF也是一個邊帶濾波器SBF。 選擇載頻時，既要考慮邊帶頻譜寬度，還要留出一定的保護頻帶，以防止鄰路信號之間相互干擾，如圖所示。載頻選擇應(yīng)遵循

51、如下關(guān)系： f=fm+fg (3-5-1) 式中，f為相鄰兩路信號之間的頻率間隔；fm為每一路的最高頻率； fg是鄰路間隔保護頻帶。顯然，fg愈大，在鄰路信號干擾相同的情況下，對邊帶濾波器的技術(shù)指標要求越低，但每一路信號占用的頻帶寬度越大, 在信道帶寬不變的情況下，可以復(fù)用的信號路數(shù)必然減少，這不利于提高信道利用率。因此，實際上一般都以提高邊帶濾波器的技術(shù)指標來換取fg的減少。按CCITT標準，保護頻帶間隔為900 Hz，可使鄰路干擾電平不高于-40 dB。 圖3.5.1 頻分復(fù)用系統(tǒng)原理框圖 圖3.5.2 頻分復(fù)用信號的頻譜結(jié)構(gòu) 如圖所示，經(jīng)過單邊帶調(diào)制的各路信號，由于其載頻不同，所以它們在

52、頻率上被分開了，此時可以通過相加器將它們合并成適合于信道傳輸?shù)膹?fù)用信號傳送。在接收端，信號先分別送往中心頻率與發(fā)送端各調(diào)制載波頻率相同的帶通濾波器(BPF)，把各路信號的頻譜分離開來，再通過各自的相干解調(diào)器進行相干解調(diào)，恢復(fù)出各路調(diào)制信號。頻分復(fù)用的優(yōu)點是復(fù)用率高，容許復(fù)用的路數(shù)多，同時分路也很方便； 但設(shè)備生產(chǎn)較為復(fù)雜，且容易因濾波器特性不夠理想和信道的非線性而產(chǎn)生鄰路干擾。頻分復(fù)用是目前模擬通信系統(tǒng)中最主要的信道復(fù)用方式，在有線通信和微波通信系統(tǒng)中應(yīng)用特別廣泛。前已述及，為實現(xiàn)信號在信道中有效、可靠的傳輸，通常需要將信號先進行調(diào)制。不同的調(diào)制系統(tǒng)，其有效性指標和抗噪聲性能是有顯著區(qū)別的。從抗噪聲能力的角度出發(fā)，調(diào)頻系統(tǒng)性能最好，單邊帶系統(tǒng)和抑制載波的雙邊帶系統(tǒng)次之，常規(guī)雙邊帶調(diào)制信號由于絕大部分功率都分配在載波功率上，所以其抗噪聲性能最差。而從有效性指標考慮，單邊帶系統(tǒng)有效帶寬最小，雙邊帶系統(tǒng)次之，調(diào)頻系統(tǒng)的帶寬最大。3.6 模擬調(diào)制系統(tǒng)的應(yīng)用 模擬調(diào)制技術(shù)在20世紀曾有較大