高頻電子線路之高放

1、高頻電子線路之高放 第1頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五 3.4 晶體管功放的高頻特性前言：對于晶體管，Cbc在f0.5f 時，可以忽略其對電路的影響。高頻中：f0.5f 我們叫其為低頻區(qū)，這是一個相對的稱呼。按功放工作頻率相對于fT劃分區(qū)域可分為： f0.5f 低頻區(qū)，忽略所有電抗的影響0.5f f0.2fT 中頻區(qū)，只考慮容抗0.2fT f 高頻區(qū)，考慮全部電抗的影響下面定性分析頻率對晶體管功放的影響第2頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五一、基區(qū)內(nèi)非平衡少子的影響1.平均渡越時間在基區(qū)內(nèi)，非平衡少子自發(fā)射集到集電極所需要的時間叫渡越時間。平均渡

2、越角：例：顯然，工作頻率越高，渡越角越大第3頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五2.低頻時：第4頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五3.高頻時： 射極電流會產(chǎn)生一個負的拖尾（反向脈沖），相應集電極電流滯后，通角變大，導致效率降低。二、rbb的影響低頻時： rbb rbe 高頻時： rbe與rbb可相比較此時rbb上的壓降加大，導致Vbm加大第5頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五三、飽和壓降的影響 晶體管工作于高頻時, 實驗發(fā)現(xiàn)其飽和壓降隨頻率提高而加大。第6頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五四、 發(fā)射極引線電感

3、的影響 在高頻時，各電極引線電感的影響不可忽略。在共發(fā)射極電路中，尤其以發(fā)射極引線電感的影響最為嚴重。 相當于射極引入一個反饋，使Vbe下降，從而使Po下降，即功放管增益下降。為了減小引線電感，除了改進晶體管結(jié)構(gòu)外，在電路安裝時應盡量縮短管外引線，尤其時公共端對地的引線，以免使功放管增益下降，或產(chǎn)生不需要的反饋和使工作不穩(wěn)定。第7頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五 3.5 諧振功率放大器電路 諧振功率放大器電路包括集電極饋電電路、基極饋電電路和匹配網(wǎng)絡等，下面分別加以敘述3.5.1 各極饋電電路的構(gòu)成法則滿足條件一、集電極電路 為了盡可能的將直流能量轉(zhuǎn)換成高頻能量，饋電線

4、路應滿足：1.管外電路盡可能無電阻，即IC0m流過直流源VCC，電源給出能量。第8頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五2.IC1m通道：管外電路除諧振回路外無電阻，IC1m流過回路，得到高頻能量。3.Icnm通道：管外電路短路無電阻， Icnm流過回路不產(chǎn)生壓降，不產(chǎn)生高頻輸出。二、基極電路1.VBB加在B、E極之間，通路中無損耗。2.Vb（t）加在B、E極之間，通路中無損耗。3.5.2 集電極饋電電路饋電電路分串饋和并饋兩種。串饋是指直流電源，晶體管和負載三部分在電路形式上串聯(lián)。并饋是指直流電源，晶體管和負載三部分在電路形式上并聯(lián)。但無論哪種電路形式, 直流偏壓與交流電壓

5、總是串聯(lián)迭加的。第9頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五一、串聯(lián)饋電書第95頁圖231a，圖中的高頻扼流圈Lc和高頻短路電容Cc的作用在于阻止高次諧波流過直流電源并為其提供短路通道, 以免高次諧波影響直流電源的穩(wěn)壓性能。1.滿足構(gòu)成法則 對IC0m，回路上只經(jīng)過VCC；對IC1m，回路上LC諧振，無 電阻；對Icn，回路上LC處于失諧狀態(tài)。2.容抗 ，很小，可近似為短路。 感抗 ，很大，可近似為開路。3.優(yōu)點：LC與CC處于高頻地電位，它們的分布電容不影 響回路的諧振頻率。 缺點：LC回路處于直流高電位，不能接地，安裝調(diào)整 不方便。第10頁，共48頁，2022年，5月20日

6、，1點17分，星期五二、并聯(lián)饋電 圖見書95頁圖231（b） 圖中Lc為高頻扼流圈，Cc1為隔直流電容，Cc1為電源濾波電容。1.滿足構(gòu)成法則 2.容抗 ，很小，可近似為短路。 感抗 ，很大，可近似為開路。3.優(yōu)點：回路處于直流地電位, L、C元件可接地, 故安裝 調(diào)整方便。 缺點：Lc和Cc1不處于高頻地電位,并接在回路上，承 受較高的交流電壓，所以 它們對地的分布電容 直接影響回路的諧振頻率。注：以上兩種電路均滿足第11頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五3.5.3 基極饋電電路1.饋電電路也分為串饋和并饋兩種。2.在集電極饋電電路上，是用VCC這個電源供電，但在基極

7、上一般采用自給式偏置和分壓式偏置。分壓式偏置電路，書第96頁圖232（a）自給式偏置：VBB由自偏提供，而不用直流電源。 書第96頁圖232（b）與（c），有基極自給偏置，射極自給偏置，組合偏置和零偏置四種形式。自給偏置效應：偏置電壓隨輸入信號電壓振幅而變化的效 應。 在無輸入信號時, 自給偏壓電路的偏置為零。 隨著輸入信號的逐漸增大, 加在晶體管be結(jié)之間的偏置電壓向負值方向增大。第12頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五例：1.T用NPN管 2.集電極串聯(lián)饋電 3.采用基極自給偏置電路 4.基極采用并聯(lián)饋電電路 5.電源電壓VCC為24V。第13頁，共48頁，2022年

8、，5月20日，1點17分，星期五3.5.4 匹配網(wǎng)絡引言 為了使諧振功放的輸入端能夠從信號源或前級功放得到有效的功率, 輸出端能夠向負載輸出不失真的最大功率或滿足后級功放的要求,在諧振功放的輸入和輸出端必須加上匹配網(wǎng)絡。 匹配網(wǎng)絡的作用是在所要求的信號頻帶內(nèi)進行有效的阻抗變換(根據(jù)實際需要使功放工作在臨界點、 過壓區(qū)或欠壓區(qū)), 并充分濾除無用的雜散信號。 匹配網(wǎng)絡是介于末級放大器于實際負載之間的耦合回路，一般要達到如下要求：將外接負載RL變換為放大管所要求的負載Re，以保證放大器高效率的輸出所需的功率。第14頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五濾波性要好，抑制工作頻率范圍

9、以外的不需要頻率。要保證放大器傳輸?shù)截撦d的功率最大，即要求網(wǎng)絡的傳輸效率 盡可能接近1。結(jié)構(gòu)要求盡可能的簡單。類型：有L型， 型，T型，雙回路和多級耦合網(wǎng)絡等?；芈坊A：串、并聯(lián)回路的互換。一、倒L型網(wǎng)絡電路原理圖 按照電感和電容接在串臂或并臂的不同分為高通型和低通型兩種。當電感L接在并臂上，是高通型；電容C接在并臂上是低通型。計算已知rA，Re和w，分別求串聯(lián)電路和并聯(lián)電路的L、C。第15頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五倒L網(wǎng)絡的效率濾波度（越大越好）定義：負載支路中的諧波電流含量小于集電極內(nèi)諧波含 量的蓓數(shù)。第16頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星

10、期五對于（a）（b）兩種電路：所以低通型優(yōu)越高通型。小結(jié)：1.rA，Re確定后，Qe值不可調(diào)。2.濾波度和效率之間存在矛盾。所以Qe值一般取510。二、 型網(wǎng)絡電路原理圖 按照電感和電容接在串臂或并臂的不同可有四種類型。計算已知rA，Re和w，以a圖為例，分別求出L、C1和C2。方法：把 型網(wǎng)絡分解成兩個倒L型網(wǎng)絡。先求第一級， 再求第二級。第17頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五討論 型網(wǎng)絡匹配rA、Re時，需給出Q1，既實現(xiàn)阻抗變換， 還可保證一定濾波功能。2.3.第18頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五三、T型網(wǎng)絡電路原理圖 計算已知rA，Re

11、和w，分別求出XS1、XS2和XP。方法：把T型網(wǎng)絡分解成兩個倒L型網(wǎng)絡。先求第一級， 再求第二級。討論1.2. L型網(wǎng)絡不太適應調(diào)整參數(shù)，一般T型網(wǎng)絡作中間級耦 合， 型低通在輸出電路中應用較多。第19頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五例 已知某電阻性負載為10，請設計一個匹配網(wǎng)絡，使該負載在20MHz時轉(zhuǎn)換為50。 如負載由10電阻和0.2H電感串聯(lián)組成，又該怎樣設計匹配網(wǎng)絡?解：由題意可知，匹配網(wǎng)絡應使負載值增大，可采用倒L型網(wǎng)絡。 如負載為10電阻和0.2 H電感相串聯(lián)，在相同要求下的設計步驟如下： 第20頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五由

12、1560pF和318pF兩個電容組成的倒L型匹配網(wǎng)絡即為所求，如圖例1.3(b)虛線框內(nèi)所示。這是因為負載電感量太大， 需要用一個電容來適當?shù)窒糠蛛姼辛?。?0MHz處，1560 pF電容和0.2H電感串聯(lián)后的等效電抗值與(a)圖中的0.16H電感的電抗值相等。第21頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五 3.6 倍頻器（丙類）引言定義：輸出信號的頻率比輸入信號頻率要高n倍的電路， 所以諧振放大器諧振回路的諧振頻率取為nf，實 現(xiàn)了倍頻。倍頻的目的：提高頻穩(wěn)度，因為頻率越高，穩(wěn)定性越差； 減弱了輸入與輸出回路的寄生耦合； 在主振頻率不變的情況下，擴展工作波段； 降低了電子設

13、備的主振頻率； 在調(diào)頻調(diào)相發(fā)射機中，加大頻移或相移，加 深調(diào)制深度；實現(xiàn)方法：f100MHz，采用變?nèi)莨?，階躍二極管倍頻器第22頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五一、基本原理諧振回路調(diào)諧在nw頻率，所以對nw頻率的信號諧振，呈現(xiàn)阻抗最大，起到選頻作用。二、討論1.倍頻器不宜工作在過壓狀態(tài)，因為這時iC出現(xiàn)凹陷，影響到輸出功率，并且其諧波分量并不增加。 2.n的選擇：n6分析：隨著n的增加，輸出功率在下降，n如果太大，達不到目的，所以n不能太大。一般：第23頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五對輸出效率：3.提高回路濾波能力 提高回路有載Qe 效率下降4

14、.若n過大，低于n次諧波的電流分量比n次諧波分量幅度大，不易濾波。第24頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五 3.7 功率合成技術引言 功率合成是實現(xiàn)多個晶體管功率放大器聯(lián)合工作，同時對信號放大的技術。用合成技術將各輸出端信號相加得到總輸出。1.單個晶體管輸出功率有限，當要求的Po不滿足時，采用功率合成。2.要求：放大器之間相互隔離，互不影響；合成時損耗要??；應具有寬頻帶特性（這樣可不需要調(diào)諧）。3.實現(xiàn)功率合成的電路種類很多，一般都由無源元件組成，統(tǒng)稱為魔T混合網(wǎng)絡。4.本節(jié)主要討論魔T混合電路第25頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五3.7.1傳輸線

15、變壓器 普通變壓器上、下限頻率的擴展方法是相互制約的。為了擴展下限頻率，就需要增大初級線圈電感量, 使其在低頻段也能取得較大的輸入阻抗，如采用高導磁率的高頻磁芯和增加初級線圈的匝數(shù)，但這樣做將使變壓器的漏感和分布電容增大，降低了上限頻率；為了擴展上限頻率, 就需要減小漏感和分布電容，減小高頻功耗，如采用低導磁率的高頻磁芯和減少線圈的匝數(shù)，但這樣做又會使下限頻率提高。 傳輸線變壓器是基于傳輸線原理和變壓器原理二者相結(jié)合而產(chǎn)生的一種耦合元件。它是將傳輸線(雙絞線、帶狀線或同軸線等)繞在高導磁率的高頻磁芯上構(gòu)成的，以傳輸線方式與變壓器方式同時進行能量傳輸。優(yōu)點：頻帶寬，結(jié)構(gòu)簡單，插入損耗小第26頁，

16、共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五一、構(gòu)成： 用傳輸線繞在高磁導率的鐵芯磁環(huán)上，其中傳輸線可以是同軸電纜、雙股線或帶狀線，磁環(huán)一般由鎳鋅高磁導率的鐵氧體制成。上限頻率：1000MHz，fmax/fmin達104。1.傳輸線： 當工作在低頻段時，由于信號波長遠大于傳輸線長度，分布參數(shù)很小，可以忽略，故變壓器方式起主要作用。由于磁芯的導磁率高，所以雖傳輸線較短也能獲得足夠大的初級電感量，保證了傳輸線變壓器的低頻特性較好。 當工作在高頻段時，若傳輸線是無損耗的，則傳輸線的特性阻抗第27頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五 其中L、C分別是單位線長的分布電感和分布

17、電容。在無耗匹配的情況下，上限頻率將不受漏感、分布電容、高導磁率磁芯的限制。而在實際情況下，雖然要做到嚴格無耗和匹配是很困難的，但上限頻率仍可以達到很高。 當Zc與負載電阻RL相等，則稱為傳輸線終端匹配。在此無耗、匹配情況下，若傳輸線長度l與工作波長相比足夠小(lmin8)時，可以認為傳輸線上任何位置處的電壓或電流的振幅均相等，且輸入阻抗Zi=Zc=RL，故為1:1變壓器?？梢?，此時負載上得到的功率與輸入功率相等且不因頻率的變化而變化。2.實際上，為擴展上限頻率：盡可能使RL接近ZC，才能終端匹配；盡可能縮短傳輸線的長度。第28頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五3.傳輸線

18、（理想情況） 由以上分析可以看到，傳輸線變壓器具有良好的寬頻帶特性。根據(jù)傳輸線理論，只要傳輸線無損耗且終端匹配，信源向傳輸線供給功率不變，通過傳輸線全部被負載吸收，可認為是傳輸線有無限的工作頻寬。 4.在上限頻率范圍內(nèi)，傳輸線上電壓和電流處處相等。 二、1:1倒相器 在圖中, (a)圖是結(jié)構(gòu)示意圖，(b)圖和(c)圖分別是傳輸線方式和變壓器方式的工作原理圖，(d)圖是用分布電感和分布電容表示的傳輸線分布參數(shù)等效電路。 如果信號的波長與傳輸線的長度可以相比擬，兩根導線固有的分布電感和相互間的分布電容就構(gòu)成了傳輸線的分布參數(shù)等效電路。 第29頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五

19、 在以變壓器方式工作時，信號從、端輸入，、端輸出。由于輸入、輸出線圈長度相同，從圖(c)可見，這是一個11的反相變壓器。第30頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五三、傳輸線變壓器的應用1. 平衡和不平衡電路的轉(zhuǎn)換圖見書44頁圖146（b）得到大小相等對地相反的電壓輸出。2. 1:4和4:1的阻抗變換器 1:4 的阻抗變換器圖見書45頁圖147（b）可以看出：一半能量經(jīng)傳輸線傳給RL，另一半能量不經(jīng)過傳輸線直接傳輸給RL。該電路還可以理解為：將RL分為兩個RL/2電阻串聯(lián)。 第31頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五當負載RL為特性阻抗Zc的2倍時，此傳輸

20、線變壓器可以實現(xiàn)1:4的阻抗變換。故此時的終端匹配條件是4:1的阻抗變換器圖見書45頁圖147（a）可以看出：傳輸線供一半能量，信源供一半能量。9:1，16:1阻抗變換器注：傳輸線中阻抗變換均要求在n2:1或1:n2形式下，因為傳輸線的匝數(shù)無法改變。 圖3.3.3給出了一個兩級寬帶高頻功率放大電路, 其匹配網(wǎng)絡采用了三個傳輸線變壓器。第32頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五 三個傳輸線變壓器均為41阻抗變換器。 前兩個級聯(lián)后作為第一級功放的輸出匹配網(wǎng)絡, 總阻抗比為161, 使第二級功放的低輸入阻抗與第一級功放的高輸出阻抗實現(xiàn)匹配。第三個使第二級功放的高輸出阻抗與50的負

21、載電阻實現(xiàn)匹配。第33頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五3.7.2 功率合成與分配電路 在前面所分析的電路中，ZC與RL不一定相等，實現(xiàn)不了終端匹配。功率匹配：將某一高頻信號的功率均勻的、互不影響的同時分配給幾個獨立的負載，使每一個負載得到功率相等，相位相同的信號。 利用功率合成技術可以獲得幾百瓦甚至上千瓦的高頻輸出功率。 理想的功率合成器不但應具有功率合成的功能, 還必須在其輸入端使與其相接的前級各率放大器互相隔離, 即當其中某一個功率放大器損壞時, 相鄰的其它功率放大器的工作狀態(tài)不受影響, 僅僅是功率合成器輸出總功率減小一些。第34頁，共48頁，2022年，5月20日

22、，1點17分，星期五一、魔T混合網(wǎng)絡圖見書40頁圖141在多端阻抗匹配條件下，魔T混合網(wǎng)絡具有性能：1.輸入功率Pin加在C端時，功率在A、B等分，相位相同， D端無輸出功率（C、D相互隔離）。2. Pin加在D端時，功率在A、B等分，有180度相位差，C 端無輸出功率。3. Pin加在A端時，功率在C、D等分，相位相同，B端無輸 出功率（A、B相互隔離）。4. Pin加在B端時，功率在C、D等分，相位差180度，A端 無輸出功率。5.A、B同時激勵，C端：IA+IB(和端) ；D端：IAIB(差端)第35頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五+Vs1(t)_RaABDCRc

23、Rb+Vs2(t)_Rd圖1-4-1第36頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五二、傳輸線變壓器功率分配網(wǎng)絡1.電路圖及等效圖Ra、Rb、Rc和Rd為A端B端C端和D端的匹配電阻。2.C端加激勵(電路如圖)： 當Ra=Rb時，D端無輸出功率，AB端功率相等。同時ABD三端電勢相等，所以Ra與Rb是并聯(lián)作為負載，為了有最大輸出功率， Rc=Ra/Rb=R/2。3.D端加激勵(電路如圖): 當Ra=Rb時，C端無輸出功率，AB端功率相等。但Ia和Ib流向相反，所以Ra與Rb是相當于d的串聯(lián)負載， Rd=RaRb= 2 R。第37頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星

24、期五RRAB1234CD2R0.5R等效電路R0.5RRACBDD2R第38頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五RdIdRaRb+ Vs _Rc+V_+V_IaIIIcC段加激勵Ib第39頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五D段上加激勵RdIdRaRb+ Vs _Rc+V_+V_IaIIIcIb第40頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五4.A端加激勵(電路如圖)： 當Rc=R/2,Rd=2R時，B端無輸出功率。此時，CD端功率相等。同時從信源向外看其負載設為RL，當且僅當RL=Ra時，輸出功率最大，可以求得RL=Ra =R。5.B端加

25、激勵(電路如圖)： 當Rc=R/2,Rd=2R時，A端無輸出功率。此時，CD端功率相等但電流反相。當且僅當RL=Rb =R時，輸出功率最大。6. 同相功率合成 AB端同時加激勵源功率，且信源幅值相等，相位相同，則在D端，電流相位相反，相互抵消，在C端，電流相位相同，幅值加倍得到合成功率。第41頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五RaIdRd+ _ACBDA段加激勵功率第42頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五IIIcIbB段加激勵DDACB第43頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五7.反相功率合成 AB端同時加激勵源功率，且信源幅值相等，但相位相反，則在C端，電流相位相反，相互抵消，在D端，電流相位相同，幅值加倍，得到合成功率。8.AB端互不影響，其隔離條件是Rd=4Rc。 匹配電阻R就是魔T網(wǎng)絡傳輸線上的特性阻抗。小結(jié)魔T網(wǎng)絡1.一端加激勵功率，對端無輸出功率，功率在鄰端等分。C端激勵：AB端同相輸出D端激勵：AB端反相輸出AB同相激勵：C端合成輸出AB反相激勵：D端合成輸出功率分配功率合成第44頁，共48頁，2022年，5月20日，1點17分，星期五2.D端實際上是AB兩端