無(wú)線電監(jiān)測(cè)與測(cè)向定位第2章無(wú)線電監(jiān)測(cè)接收體制課件

1、第2章無(wú)線電監(jiān)測(cè)接收體制 2.1全景顯示搜索接收方式 2.2監(jiān)測(cè)監(jiān)聽(tīng)分析接收方式 2.3壓縮接收方式 2.4信道化接收方式 2.5聲光接收方式 2.6數(shù)字接收方式 2.1全景顯示搜索接收方式全景顯示搜索接收機(jī)的主要功能是搜索、截獲無(wú)線電信號(hào)，即在預(yù)定的頻段內(nèi)自動(dòng)地搜索，將截獲到的無(wú)線電信號(hào)進(jìn)行粗略的頻率、電平參數(shù)測(cè)量，并將該頻段內(nèi)信號(hào)的頻率相對(duì)幅度顯示在顯示器上。全景顯示搜索接收機(jī)所顯示的是在預(yù)定頻段內(nèi)所搜索截獲到的無(wú)線電信號(hào)的“全景”圖，該接收機(jī)之名也由此而來(lái)。這種接收機(jī)有的簡(jiǎn)稱全景搜索接收機(jī)或全景接收機(jī)。目前實(shí)際應(yīng)用的常規(guī)全景顯示搜索接收機(jī)都采用的是超外差體制。圖 2-1頻率搜索全景顯示原

2、理框圖2.1.1全景顯示搜索接收機(jī)的工作原理首先以圖2-1說(shuō)明在全景顯示搜索接收機(jī)中實(shí)現(xiàn)頻率搜索和全景顯示的原理。圖2-1為一次變頻超外差接收機(jī)，混頻器取差頻，即fi=fLfs。本振采用VCO，鋸齒波產(chǎn)生器輸出的鋸齒波電壓作為VCO的控制電壓。鋸齒波電壓又通過(guò)調(diào)諧控制電路，對(duì)預(yù)選器電路和射頻放大器回路進(jìn)行調(diào)諧，使回路中心頻率與本振輸出頻率fL(t)同步變化。其他電路的作用圖中顯示得很清楚，不再說(shuō)明。如果鋸齒波電壓是理想線性的，并且忽略VCO控制特性(fLu)的非線性，則VCO輸出頻率隨時(shí)間變化的規(guī)律如圖2-2所示，可見(jiàn)fL(t)t變化的曲線是線性變化的鋸齒波。假設(shè)VCO控制特性的靈敏度為KL，

3、則KL=fL/u，顯然KL為一常數(shù)。由圖2-2不難看出，fL(t)的掃頻范圍為fLM=fLBfLA=KLUm式中，Um為鋸齒波電壓的變化幅度。fL(t)的掃頻速率則為式中，T為鋸齒波電壓的變化周期。當(dāng)fL(t)加到混頻器后，隨著鋸齒波電壓的變化，即可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)fs的頻率搜索。搜索的頻率范圍及搜索速度則完全取決于fL(t)的掃頻范圍和掃頻速率。假設(shè)中頻濾波器具有鐘形頻率響應(yīng)曲線(見(jiàn)圖2-3)，并且在接收機(jī)的頻率搜索范圍內(nèi)存在兩個(gè)信號(hào)頻率fs1和fs2。很顯然，只有在滿足fiB/2fL(t)fs1fi+B/2以及fiB/2fL(t)fs20的范圍內(nèi)，第一個(gè)零點(diǎn)對(duì)應(yīng)的t1的值，即t1=1/Bi，

4、考慮兩個(gè)零點(diǎn)的對(duì)稱性，可以得到：(2-9)其二，主瓣由最大值下降4 dB時(shí)所對(duì)應(yīng)的寬度tP(4 dB)。 已知t=0時(shí)，對(duì)應(yīng)主瓣的最大值。當(dāng)主瓣由最大值下降4 dB時(shí)可以計(jì)算出對(duì)應(yīng)的t值為故可以得到：由以上計(jì)算可以看出，增大DDL帶寬，可以減小輸出脈沖的寬度。(2-10)如果把tP(4 dB)作為DDL輸出脈沖的寬度，即tP=1/Bi，可得Bi=1/tP。將Bi代入GC的表達(dá)式，得到：由式(2-11)可見(jiàn)，GC代表了DDL輸入FM脈沖寬度與輸出脈沖寬度之比，故GC又稱為壓縮比。如果不考慮DDL的插入損耗，DDL輸入脈沖幅度為輸入信號(hào)幅度的倍，因此，DDL的輸出與輸入功率之比為(2-11)(2-

5、12)因此，GC又表示了DDL的輸出與輸入功率之比，故GC又稱壓縮增益。由式(2-11)和式(2-12)可以得到P1TP=P0tP，說(shuō)明DDL輸出端和輸入端的能量是守恒的。(3) DDL輸出的旁瓣電平。DDL的輸出信號(hào)具有抽樣函數(shù)的形狀，除主瓣外，還有許多旁瓣。從對(duì)DDL的性能要求來(lái)看，旁瓣越小越好，理想的情況是沒(méi)有旁瓣。旁瓣中最大的是靠近主瓣的第一對(duì)旁瓣，下面計(jì)算第一對(duì)旁瓣相對(duì)于主瓣的相對(duì)電平大小。在計(jì)算旁瓣相對(duì)電平時(shí)，主瓣和旁瓣的最大值可用歸一化值表示，于是在式(2-8)中，不考慮常數(shù)的影響。令x=mTPt/2，則主瓣的歸一化最大值為Sa(x)|x=0=1第一旁瓣的最大值出現(xiàn)在處(只考慮t

6、0的一個(gè))，其歸一化最大值(只考慮絕對(duì)值)為第一旁瓣的相對(duì)電平為由此可見(jiàn)，對(duì)于一般的DDL，其旁瓣電平太高，在壓縮接收機(jī)同時(shí)接收強(qiáng)信號(hào)和弱信號(hào)的情況下，強(qiáng)信號(hào)的旁瓣可能超過(guò)弱信號(hào)的主瓣電平，從而導(dǎo)致壓縮接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍變小，這是目前DDL存在的一個(gè)主要問(wèn)題。2.3.3壓縮接收機(jī)的主要特點(diǎn)與普通的超外差式搜索接收機(jī)相比，壓縮接收機(jī)具有以下主要特點(diǎn)：(1) 壓縮接收機(jī)在很高的頻率搜索速度下，仍具有高的頻率分辨率。普通超外差式搜索接收機(jī)的頻率搜索速度和頻率分辨率受接收機(jī)帶寬的直接制約，二者存在無(wú)法克服的矛盾。而壓縮接收機(jī)不受帶寬的直接制約，所以，能同時(shí)獲得高的頻率搜索速度和高的頻率分辨率。下面通過(guò)粗

7、略的概算說(shuō)明這個(gè)問(wèn)題。由前面的討論已知，對(duì)于普通超外差搜索接收機(jī)，在不降低接收機(jī)靈敏度的情況下，最大頻率搜索速度為vf=(Br)2, Br為接收機(jī)帶寬。接收機(jī)的頻率分辨率主要取決于接收機(jī)的帶寬Br和頻率搜索速度。在頻率搜索速度不大于上述最大頻率搜索速度的情況下，可以近似認(rèn)為頻率分辨率等于接收機(jī)帶寬，即fBr，于是便得到vf(f)2，即壓縮接收機(jī)的頻率搜索速度等于DDL延時(shí)-頻率特性曲線斜率的絕對(duì)值。壓縮接收機(jī)的頻率分辨率則主要取決于DDL輸出脈沖的寬度tP。在此取4 dB脈寬作為輸出脈沖寬度，即tP=1/Bi。因?yàn)镈DL的延時(shí)-頻率特性是線性的，時(shí)域脈寬tP對(duì)應(yīng)的頻域?qū)挾燃唇邮諜C(jī)的頻率分辨率，

8、于是得到頻率分辨率的表達(dá)式為將式(2-13)的關(guān)系代入 表達(dá)式，可以得到：由以上近似計(jì)算看出，在保持相同頻率分辨率的情況下，壓縮接收機(jī)的頻率搜索速度是普通超外差搜索接收機(jī)的GC倍。如果兩種接收機(jī)保持相同的帶寬，則不難證明，壓縮接收機(jī)的頻率分辨率將是普通超外差搜索接收機(jī)的GC倍。(2-14)(2-13)應(yīng)當(dāng)指出，以上是對(duì)兩種監(jiān)測(cè)接收機(jī)比較得到的結(jié)論。對(duì)壓縮接收機(jī)自身而言，受DDL性能的制約，當(dāng)頻率搜索速度提高時(shí)，其頻率分辨率是下降的。此外，在壓縮接收機(jī)中，檢波器電路引起的失真、視頻放大器帶寬太窄等因素，也會(huì)引起頻率分辨率的下降。(2) 壓縮接收機(jī)對(duì)突發(fā)通信及跳頻通信信號(hào)具有極高的截獲概率。這一特

9、點(diǎn)是由上一特點(diǎn)所決定的。由于壓縮接收機(jī)具有很高的頻率搜索速度和頻率分辨率，在接收脈沖信號(hào)時(shí)，只要LO的頻率掃描時(shí)間小于脈沖的駐留時(shí)間，接收機(jī)就能以接近100%的概率截獲此信號(hào)。目前SAW-DDL器件所達(dá)到的水平，用壓縮接收機(jī)以接近100的概率捕獲500 Hs乃至1000 Hs的跳頻信號(hào)，都是可以實(shí)現(xiàn)的。這是普通超外差搜索接收機(jī)望塵莫及的。(3) 壓縮接收機(jī)具有更強(qiáng)的處理同時(shí)到達(dá)信號(hào)的能力。普通超外差搜索接收機(jī)可以處理同時(shí)到達(dá)的信號(hào)，但這些同時(shí)到達(dá)的信號(hào)之間必須有足夠的頻率間隔。在接收機(jī)帶寬相同的條件下，壓縮接收機(jī)的頻率分辨率比普通超外差搜索接收機(jī)高得多，因此它能夠截獲和處理更多的同時(shí)到達(dá)的信號(hào)

10、。(4) 壓縮接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍較小。壓縮接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍小是由于DDL輸出比較高的旁瓣電平造成的。抑制旁瓣電平常用的方法是在DDL前(或之后)設(shè)置加權(quán)濾波器，對(duì)輸入DDL的信號(hào)進(jìn)行加權(quán)處理。也可以通過(guò)改變DDL的結(jié)構(gòu)，使制作出的DDL具有所需要的某種加權(quán)函數(shù)特性，從而達(dá)到加權(quán)的目的。但是，即使經(jīng)過(guò)加權(quán)處理，目前壓縮接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍也比普通超外差搜索接收機(jī)低許多。(5) 壓縮接收機(jī)中檢波器輸出的是經(jīng)壓縮后的脈沖的包絡(luò)，使接收信號(hào)的調(diào)制信息丟失。因此，不能從輸出信號(hào)中直接獲得接收信號(hào)攜帶的信息，并且也給信號(hào)某些技術(shù)參數(shù)的測(cè)量帶來(lái)了困難。(6) 壓縮接收機(jī)以串行形式輸出信號(hào)，需要用高速邏輯器件和電路

11、處理接收機(jī)的輸出。壓縮接收機(jī)的頻率搜索速度比普通超外差搜索接收機(jī)高得多，另一方面，在接收機(jī)帶寬很寬的情況下，輸出脈沖很窄。例如，DDL帶寬為100 MHz時(shí)，其輸出脈沖寬度只有10 ns。這些情況，都要求用高速邏輯器件和電路來(lái)處理接收機(jī)輸出。2.4信道化接收方式信道化接收方式的接收機(jī)是一種具有快速信息處理能力的非搜索式超外差接收機(jī)。它既具有超外差接收機(jī)靈敏度高和頻率分辨率高的優(yōu)點(diǎn)，又具有快速搜索接收機(jī)截獲監(jiān)測(cè)概率高的優(yōu)點(diǎn)，并且具有強(qiáng)的處理同時(shí)到達(dá)多個(gè)信號(hào)的能力。過(guò)去，由于這類接收機(jī)所需設(shè)備量多、體積大、成本高，因而僅在雷達(dá)偵察中得到應(yīng)用，并且發(fā)展比較緩慢。后來(lái)，一方面由于現(xiàn)代戰(zhàn)爭(zhēng)條件復(fù)雜多變的

12、信號(hào)環(huán)境對(duì)監(jiān)測(cè)接收機(jī)提出了更加苛刻的要求，另一方面，隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)、電路集成技術(shù)和SAW濾波器的迅速發(fā)展，為這種接收機(jī)減小體積、降低成本提供了可能，促使這種接收機(jī)有了很大發(fā)展。目前，信道化接收機(jī)不僅用于雷達(dá)偵察，在通信偵察和無(wú)線電監(jiān)測(cè)中也得到了應(yīng)用。2.4.1信道化接收機(jī)的基本工作原理信道化接收機(jī)是采用多波道接收方式實(shí)現(xiàn)的，其原理方框圖如圖2-20所示。圖 2-20信道化接收方式原理方框圖由圖2-20可以看出：(1) 盡管接收機(jī)可以在很寬的頻段內(nèi)工作，但是，由于各波道都是超外差體制，只要各波道的帶寬足夠窄，接收機(jī)就可以獲得很高的靈敏度和很高的頻率分辨率，其頻率分辨率為(2) 信道化接收機(jī)是一種

13、頻分制(按頻率劃分波道)非搜索式接收機(jī)，只要在監(jiān)測(cè)頻段內(nèi)(fAfB)有信號(hào)，并且信號(hào)強(qiáng)度達(dá)到和超過(guò)接收機(jī)的靈敏度電平，都能被接收機(jī)實(shí)時(shí)截獲，因此，信道化接收機(jī)有極高的截獲概率。(3) 由于信道化接收機(jī)采用多波道接收和并行處理，所以需要的設(shè)備量大。并且，波道數(shù)越多，其設(shè)備量越大。減小信道化接收機(jī)的設(shè)備量是這種接收機(jī)需要解決的重要問(wèn)題之一。2.4.2信道化接收機(jī)的分類按信道化接收方式的結(jié)構(gòu)形式，可以將信道化接收機(jī)分為三類，即純信道化接收機(jī)、頻帶折疊式信道化接收機(jī)和時(shí)間分割式信道化接收機(jī)。1. 純信道化接收機(jī)純信道化接收機(jī)的原理方框圖如圖2-21所示，圖中只畫出了部分關(guān)鍵電路的組成方框。 圖 2-2

14、1純信道化接收機(jī)原理方框圖由圖2-21可見(jiàn)，它將整個(gè)監(jiān)測(cè)波段(fAfB)用相互鄰接的帶通濾波器劃分為m個(gè)分波段，每個(gè)分波段的帶寬為B1=|fBfA|/m。在每個(gè)分波段內(nèi)進(jìn)行變頻、放大處理，使各分波段輸出變換到相同的頻率范圍上。這即是接收機(jī)中的第一次波道劃分。第二次波道劃分是將各分波段的輸出用帶通濾波器劃分為n個(gè)子波段，每個(gè)子波段的帶寬為B2=B1/n=|fBfA|/(mn)。子波段數(shù)共計(jì)為mn個(gè)。在每個(gè)子波段同樣進(jìn)行變頻、放大處理，使各子波段輸出變換到相同的頻率范圍上。第三次波道劃分是實(shí)現(xiàn)信道劃分，將每個(gè)子波段的輸出劃分為k個(gè)信道，在每個(gè)信道內(nèi)進(jìn)行變頻、放大、解調(diào)，各個(gè)信道輸出的信號(hào)送至信號(hào)處

15、理器進(jìn)行處理。在整個(gè)監(jiān)測(cè)波段內(nèi)的信道總數(shù)為mnk。接收機(jī)的頻率分辨率為接收機(jī)的最大測(cè)頻誤差為在接收機(jī)監(jiān)測(cè)頻段不是很寬、信道數(shù)不是很多的情況下，也可以進(jìn)行兩次波道劃分。第一次劃分為波段，第二次將波段直接劃分為信道。純信道化接收機(jī)的優(yōu)點(diǎn)是可以達(dá)到很高的靈敏度和頻率分辨率，且具有接近100的截獲監(jiān)測(cè)概率。 其主要缺點(diǎn)是，在監(jiān)測(cè)頻段寬和信道數(shù)很多的情況下，需要的設(shè)備量很大。例如，在VHF頻段，在f3090 MHz范圍內(nèi)，若通信電臺(tái)的信道間隔為25 kHz，如果要求信道化接收機(jī)的頻率分辨率也為25 kHz，則需要2400個(gè)信道。這樣，接收機(jī)的設(shè)備量、體積、重量、功耗都很大，成本也很高，甚至達(dá)到使用戶難以

16、承受的程度。如果進(jìn)一步展寬監(jiān)測(cè)頻段并提高頻率分辨率，這一問(wèn)題將更為突出。所以，到目前為止，純信道化接收機(jī)的這一缺點(diǎn)，仍然嚴(yán)重影響著這種接收機(jī)在無(wú)線電監(jiān)測(cè)中的實(shí)際應(yīng)用。2. 頻帶折疊式信道化接收機(jī)頻帶折疊式信道化接收機(jī)的原理方框圖如圖2-22所示。與圖2-21所示的純信道化接收機(jī)原理方框圖比較可以看出，在圖2-22中，對(duì)m個(gè)分波段通道的輸出進(jìn)行了“折疊”，即把m個(gè)分波段通道的輸出疊加在一起，然后送至子波段分路器。由于“折疊”的結(jié)果，子波段通道的數(shù)目變?yōu)閚個(gè)，比圖2-21減少了(m1)n個(gè)。經(jīng)過(guò)信道分路器分路后，信道的數(shù)目變?yōu)閚k個(gè)，比圖2-21減少了(m1)nk個(gè)。如果把n個(gè)子波段通道的輸出也進(jìn)

17、行“折疊”，則信道的數(shù)目將減少為k個(gè)。由此可見(jiàn)，頻帶折疊式信道化接收機(jī)的設(shè)備量比純信道化接收機(jī)大大減少。這是這類接收方式的突出優(yōu)點(diǎn)。圖 2-22頻帶折疊式信道化接收機(jī)原理方框圖但是，頻帶折疊式信道化接收機(jī)的缺點(diǎn)也是明顯的，主要有：(1) 造成信道輸出的模糊性。它是指，當(dāng)某一個(gè)信道有輸出信號(hào)時(shí)，該信號(hào)屬于哪一個(gè)分波段是不確定的。如果子波段通道輸出也進(jìn)行折疊，則該信號(hào)屬于哪一個(gè)子波段也是不確定的。為了消除這種模糊性，必須在接收機(jī)中設(shè)置一些輔助電路，例如，在每個(gè)分波段中設(shè)檢測(cè)電路和指示器，用以確定信號(hào)的分波段歸屬問(wèn)題。 (2) 造成信道輸出信號(hào)的混疊。這是因?yàn)?，在分波段通道輸出折疊的情況下，不同分波

18、段接收到的信號(hào)有可能最后落入同一個(gè)信道輸出，這便造成信道輸出信號(hào)的混疊。在這種情況下，就不能將混疊的信號(hào)分離開(kāi)來(lái)進(jìn)行分析和識(shí)別。如果接收機(jī)工作于信號(hào)密集的頻段，例如，工作于超短波，尤其是短波頻段，這個(gè)問(wèn)題的影響將更為嚴(yán)重。(3) 使接收機(jī)的靈敏度下降。這是因?yàn)?，由于頻帶折疊，使折疊通道的噪聲彼此疊加，接收機(jī)輸出的總噪聲功率增大，從而導(dǎo)致接收機(jī)靈敏度的下降。由于以上缺點(diǎn)的存在，使頻帶折疊式信道化接收機(jī)在無(wú)線電監(jiān)測(cè)領(lǐng)域中的應(yīng)用受到了很大的局限。3. 時(shí)間分割式信道化接收機(jī)時(shí)間分割式信道化接收機(jī)的原理方框圖如圖2-23所示。與圖2-22比較可以看出，它是用時(shí)分訪問(wèn)開(kāi)關(guān)代替了頻帶折疊式信道化接收機(jī)中的

19、相加器電路(圖中為)。時(shí)分訪問(wèn)開(kāi)關(guān)依次輪流與各分波段通道的輸出端相連接，把被接通的分波段輸出信號(hào)送至子波段分路器。這種接收機(jī)通常被稱為時(shí)分訪問(wèn)式信道化接收機(jī)。圖 2-23時(shí)分訪問(wèn)式信道化接收機(jī)原理方框圖時(shí)分訪問(wèn)式信道化接收機(jī)依然保持了頻帶折疊式信道化接收機(jī)設(shè)備量少的優(yōu)點(diǎn)。由于它每一瞬時(shí)只與一個(gè)分波段接通，所以它不存在后者的上述三個(gè)缺點(diǎn)。但是它的截獲監(jiān)測(cè)概率比頻帶折疊式信道化接收機(jī)低，這是因?yàn)?，任何一個(gè)分波段只有在被時(shí)分訪問(wèn)開(kāi)關(guān)接通的時(shí)間內(nèi)才能接收該分波段內(nèi)的信號(hào)，而在未接通的時(shí)間內(nèi)，即使出現(xiàn)該分波段范圍內(nèi)的信號(hào)也不能被截獲監(jiān)測(cè)。劃分的分波段數(shù)越多，其截獲監(jiān)測(cè)概率越低?？梢?jiàn)，這種接收機(jī)是以降低截

20、獲監(jiān)測(cè)概率為代價(jià)換取設(shè)備量減少的。時(shí)間分割式信道化接收機(jī)的另一種結(jié)構(gòu)形式如圖2-24所示，它是步進(jìn)(頻率)搜索和信道化相結(jié)合的一種體制結(jié)構(gòu)，稱搜索式信道化接收機(jī)。圖 2-24搜索式信道化接收機(jī)原理方框圖在圖2-24中，信道分路器以前的電路結(jié)構(gòu)與一般超外差接收機(jī)相同，只是射頻放大器與中頻放大器都具有比較寬的帶寬。接收機(jī)通過(guò)控制頻率合成器輸出本振頻率的變化來(lái)實(shí)現(xiàn)分波段的轉(zhuǎn)換。由此可見(jiàn)，信道分路器以前的電路部分，其作用與圖2-23所示的時(shí)分訪問(wèn)式接收機(jī)子波段分路器以前的電路是相同的，但是，前者的設(shè)備量卻小于時(shí)分訪問(wèn)式，分波段數(shù)越多，設(shè)備量減少越顯著。搜索式信道化接收機(jī)的截獲監(jiān)測(cè)概率與時(shí)分訪問(wèn)式接收機(jī)

21、是相近的，由于前者比后者的設(shè)備量小，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，所以前者比后者應(yīng)用更廣泛。搜索式信道化接收機(jī)已在通信偵察中得到了實(shí)際應(yīng)用。搜索式信道化接收機(jī)的截獲監(jiān)測(cè)概率與設(shè)備量是密切相關(guān)的，下面簡(jiǎn)略地加以說(shuō)明。設(shè)接收機(jī)的監(jiān)測(cè)頻率范圍為fAfB，信道間隔為DF，信道數(shù)為n，則分波段的覆蓋范圍為BD=nDF，需要的分波段數(shù)為設(shè)接收機(jī)在fAfB范圍內(nèi)搜索一遍需要的時(shí)間為T(T又稱搜索周期)，若忽略頻率合成器的換頻時(shí)間和信號(hào)在選擇性電路中的建立時(shí)間，則在每個(gè)分波段的駐留時(shí)間為(2-16)(2-15)由式(2-15)和式(2-16)可以看出：(1) 在接收機(jī)監(jiān)測(cè)頻率范圍和信道間隔一定的情況下，并行的信道數(shù)n越多，則

22、需要的分波段數(shù)m越少。增加并行的信道數(shù)，勢(shì)必導(dǎo)致設(shè)備量增加，并且對(duì)信號(hào)處理器也提出了更高的要求。(2) 在搜索周期T一定的情況下，分波段數(shù)越多，則在每個(gè)分波段的駐留時(shí)間越少，必然使接收機(jī)的截獲監(jiān)測(cè)概率越低。由此可見(jiàn)，從減小設(shè)備量考慮，希望并行的信道數(shù)要少；從提高接收機(jī)的截獲監(jiān)測(cè)概率出發(fā)，希望分波段數(shù)要少，并行的信道數(shù)要多。在進(jìn)行接收機(jī)設(shè)計(jì)時(shí)，二者要統(tǒng)籌考慮，應(yīng)在保證一定截獲監(jiān)測(cè)概率的情況下，盡量減少接收機(jī)的設(shè)備量。當(dāng)搜索式信道化接收機(jī)用于無(wú)線電監(jiān)測(cè)時(shí)，由于一般通信信號(hào)的持續(xù)時(shí)間比較長(zhǎng)，仍然可以獲得比較高的截獲監(jiān)測(cè)概率。如果用于監(jiān)測(cè)跳頻信號(hào)，提高接收機(jī)的反應(yīng)速度是至關(guān)重要的。為此，除了合理選擇并

23、行的信道數(shù)和分波段數(shù)以外，還應(yīng)從以下幾方面提高接收機(jī)的反應(yīng)速度：(1) 盡量減小信號(hào)處理器的處理時(shí)間。為此，應(yīng)采用高速邏輯電路和器件，并進(jìn)行合理的邏輯設(shè)計(jì)。(2) 提高頻率合成器的換頻速度。為此，應(yīng)采用高速頻率合成器作為接收機(jī)的本振。目前高速頻率合成器的換頻時(shí)間可以達(dá)到納秒(ns)量級(jí)。在分波段數(shù)不多的情況下，接收機(jī)的本振也可以采用固定頻率源。固定頻率源同時(shí)產(chǎn)生m (分波段數(shù))個(gè)固定的高穩(wěn)定頻率，利用高速轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)控制m個(gè)頻率輪流輸出，從而實(shí)現(xiàn)分波段的轉(zhuǎn)換。這種換頻方式的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間一般為幾納秒。(3) 減小濾波器的信號(hào)建立時(shí)間。信號(hào)在濾波器中的建立時(shí)間近似與濾波器帶寬成反比，即式中，B為濾波器

24、帶寬。接收機(jī)混頻器以前的射頻電路部分，濾波器帶寬比較寬，建立時(shí)間比較短。例如，B=2 MHz (等于分波段覆蓋范圍)，信號(hào)建立時(shí)間Dt=0.5 ms。并行信道的分路濾波器，帶寬比較窄，其信號(hào)建立時(shí)間往往成為影響接收機(jī)反應(yīng)速度的重要因素。例如，要求接收機(jī)的頻率分辨率為25 kHz，一般信道濾波器的帶寬B25 kHz，則信號(hào)的建立時(shí)間為Dt40 ms。這樣長(zhǎng)的信號(hào)建立時(shí)間，在監(jiān)測(cè)跳頻信號(hào)時(shí)，往往是難以容忍的。在不降低接收機(jī)頻率分辨率的條件下，要減少信號(hào)的建立時(shí)間，常采用的一種方法是將信道濾波器的通帶展寬，并且做成互相交疊的形式。這種方法通常稱為2N1分路法。2N1分路法的原理可用圖2-25加以說(shuō)明

25、。圖 2-252N1分路法原理圖2-25(a)示出了信道濾波器的交疊形式。設(shè)接收機(jī)的頻率分辨率為DfD，共有N個(gè)信道濾波器，濾波器的帶寬為3DfD。由圖2-25(b)可以看出，N個(gè)濾波器可構(gòu)成2N1個(gè)頻區(qū)(邊緣的濾波器帶寬為2DfD), 每個(gè)頻區(qū)的頻率覆蓋范圍則為DfD。根據(jù)濾波器的輸出可以判斷信號(hào)所在的頻區(qū)。例如，濾波器B和C同時(shí)有輸出，則信號(hào)在4頻區(qū)；僅濾波器C有輸出，則信號(hào)在5頻區(qū)。當(dāng)然，由于濾波器特性不理想等因素的影響，會(huì)出現(xiàn)誤判的情況，但這種概率很小，可以忽略。由于頻區(qū)帶寬等于要求的頻率分辨率，因此，盡管濾波器通帶展寬了，但接收機(jī)的頻率分辨率并未降低。采用2N1分路法后，因?yàn)樾诺罏V波

26、器通帶展寬為原來(lái)的3倍，所以，信號(hào)的建立時(shí)間將減小為原來(lái)的1/3，這對(duì)提高接收機(jī)的反應(yīng)速度是十分有利的。另外，采用2N1分路法后，接收機(jī)中并行的信道數(shù)目也將減少，下面舉例加以說(shuō)明。假設(shè)接收機(jī)的分波段帶寬為2 MHz，信道間隔為25 kHz,在不采用2N1分路法時(shí)，需要并行的信道數(shù)為80個(gè)。若采用2N1分路法，在保持接收機(jī)頻率分辨率不變的情況下(為25 kHz)，只要構(gòu)成80個(gè)(濾波器帶寬為75 kHz)頻區(qū)即可，由此可以計(jì)算出需要的并行信道數(shù)目，即取N41。也就是說(shuō)，只要41個(gè)并行信道就可以得到25 kHz的頻率分辨率。當(dāng)然，由于濾波器通帶的加寬，一個(gè)信號(hào)可能在兩個(gè)信道同時(shí)有輸出，需要在接收機(jī)

27、中增加監(jiān)測(cè)、判別電路，濾波器通帶的加寬，也會(huì)使接收機(jī)的靈敏度、抗干擾能力等性能下降。在信道化接收機(jī)中，需要比較多的分路濾波器，除了要求濾波器具有良好的頻率特性外，減小濾波器的體積也是十分重要的問(wèn)題。聲表面波(SAW)帶通濾波器具有尺寸小、便于生產(chǎn)以及通過(guò)改變?yōu)V波器結(jié)構(gòu)可以控制其頻率特性等優(yōu)點(diǎn)，所以，它在信道化接收機(jī)中有著廣闊的應(yīng)用前景。2.5聲光接收方式2.5.1聲光接收機(jī)的基本工作原理聲光接收機(jī)是把帶有信息的高頻電信號(hào)轉(zhuǎn)換為超聲波，再對(duì)單色激光束進(jìn)行調(diào)制，不同頻率的電信號(hào)使激光束產(chǎn)生不同的折射角度，然后利用光檢測(cè)器將不同折射角度的激光束轉(zhuǎn)換為不同的電信號(hào)，這樣，根據(jù)這些電信號(hào)，就可以獲得被測(cè)

28、信號(hào)的頻率信息。聲光接收機(jī)的組成原理方框圖如圖2-26所示。它由兩部分組成，圖中上半部分為超外差接收部分，下半部分為光學(xué)處理部分。超外差接收部分的預(yù)選器和射頻放大器都工作于寬帶，通過(guò)改變本振輸出頻率實(shí)現(xiàn)分波段的轉(zhuǎn)換。中頻放大器帶寬與分波段覆蓋范圍相同。中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)功率放大器放大后送入聲光調(diào)制器，作為聲光調(diào)制器的調(diào)制信號(hào)。超外差接收機(jī)的原理讀者已經(jīng)很熟悉，下面將重點(diǎn)討論光學(xué)處理部分。圖 2-26聲光接收機(jī)組成原理方框圖1. 聲光調(diào)制器聲光調(diào)制器即布喇格盒，它是聲光接收機(jī)的核心部件。布喇格盒的結(jié)構(gòu)示意圖如圖2-27所示, 它是以能夠透射單色激光并對(duì)激光有一定折射率的晶體為基體，晶體可以采用二氧化碲

29、(TeO2)等材料制成。在晶體的一端制作輸入換能器，另一端敷以吸收材料(見(jiàn)圖2-27(a)。圖 2-27布喇格盒示意圖輸入換能器一般制作在鈮酸鋰(LiNbO2)壓電晶體上，其聲孔徑為W。輸入換能器的作用與SAW濾波器的輸入換能器是相同的，用以實(shí)現(xiàn)電聲轉(zhuǎn)換。當(dāng)超外差接收部分輸出的中頻電信號(hào)us(t)加到換能器時(shí)，便在晶體中激勵(lì)起超聲波，并且向吸收材料一端傳播。由于吸收材料的存在，超聲波呈行波狀態(tài)。若輸入電信號(hào)為正弦信號(hào)，則超聲波亦為正弦波，并且頻率與電信號(hào)相同，其波長(zhǎng)則取決于聲波在晶體中的傳播速度(其典型值約為6103 ms)。 當(dāng)聲波沿晶體中的聲通道(寬度為W)傳播時(shí)，將引起聲通道晶體產(chǎn)生彈性

30、應(yīng)變，從而形成晶格疏密相間、折射率出現(xiàn)周期性變化的相位光柵(見(jiàn)圖2-27(a)。相位光柵的變化周期與聲波的變化周期相同，因此，不同頻率的電信號(hào)所形成的相位光柵也不同。對(duì)激光束的調(diào)制則是通過(guò)相位光柵來(lái)實(shí)現(xiàn)的。理論分析表明，當(dāng)平行的激光束與Z軸(見(jiàn)圖2-27(b)成qi角度射入聲通道時(shí)，在布喇格盒內(nèi)會(huì)出現(xiàn)兩束光波：一束是方向不發(fā)生改變的透射光波，稱為零階衍射光；另一束是方向發(fā)生偏轉(zhuǎn)并且與Z軸成qd角的光波，稱為一階衍射光。衍射光的強(qiáng)度與入射角qi有關(guān)，要得到最強(qiáng)的一階衍射光，需滿足以下條件：式中：l0為激光波長(zhǎng)；ls為超聲波長(zhǎng)；n為晶體折射率。(2-17)式(2-17)的條件稱為布喇格條件，對(duì)應(yīng)的

31、角度稱為布喇格角，用qB表示，則為在實(shí)際應(yīng)用的布喇格盒中，qi0.1弧度，故式(2-18)可以近似為在晶體中超聲波的傳播速度vs、波長(zhǎng)ls和頻率fs之間存在以下關(guān)系，即(2-18)(2-19)(2-20)將式(2-20)代入式(2-19)得到：由式(2-21)可以看出，布喇格角qB是隨超聲波頻率fs而改變的，也就是說(shuō)，在布喇格盒中，調(diào)制電信號(hào)對(duì)一階衍射光的折射角qd產(chǎn)生了調(diào)制作用。如果能把qd的信息檢測(cè)出來(lái)，就可以獲得調(diào)制電信號(hào)的頻率信息fs。下面我們通過(guò)類比的方法對(duì)式(2-17)所示的布喇格條件作近似的解釋。(2-21)在布喇格盒中，由超聲波傳播引起的相位光柵用一組反射鏡來(lái)模擬(見(jiàn)圖2-28

32、)，相鄰反射鏡的距離應(yīng)等于超聲波波長(zhǎng)ls。在這種模擬結(jié)構(gòu)中，入射角qi與反射角qd相等。布喇格盒的一階衍射光可以看做是來(lái)自這組反射鏡的反射光波的疊加。由于單色激光是一種頻率很高的電磁波，可以用數(shù)學(xué)表達(dá)式表示為：e0(t)=E0cos(w0t+j0)。 反射光的總強(qiáng)度與每個(gè)反射鏡反射光波的相位有關(guān)，當(dāng)從每個(gè)反射鏡反射的光波都同相時(shí)，反射光將具有最大的強(qiáng)度。從圖2-28看出，相鄰反射鏡反射光的光程差Dr=2lssinqi，如果此光程差等于激光波長(zhǎng)l0，則各個(gè)反射鏡反射的光波具有相同的相位，即2lssinqi=l0 (2-22)或圖 2-28光傳輸特性此時(shí)將得到最大強(qiáng)度的反射光。 比較式(2-23)

33、與式(2-17)可以看出，兩個(gè)表達(dá)式的不同在于式(2-23)中沒(méi)有晶體折射率n，這是因?yàn)樵谟梅瓷溏R組模擬晶體中的相位光柵時(shí)，未考慮晶體折射率的影響。假設(shè)n=1,兩式將變得相同。(2-23)需要說(shuō)明的是，布喇格盒中一階衍射光的強(qiáng)度(即光功率)不僅與入射光的強(qiáng)度有關(guān)，而且與中頻調(diào)制信號(hào)的功率有關(guān)。在中頻調(diào)制信號(hào)功率一定的條件下，入射光越強(qiáng)，則一階衍射光也越強(qiáng)。而在入射光強(qiáng)度一定的情況下，中頻調(diào)制信號(hào)功率越大，則入射光功率轉(zhuǎn)化為一階衍射光功率的比例越大，故一階衍射光越強(qiáng)?；谶@種原因，為了得到比較強(qiáng)的一階衍射光，要求超外差接收部分輸出比較大的中頻信號(hào)功率。但是，中頻信號(hào)功率也不能太大，否則，布喇格盒

34、內(nèi)將產(chǎn)生非線性繞射，使布喇格盒進(jìn)入非線性工作狀態(tài)。此外，應(yīng)當(dāng)指出，式(2-17)是在理想情況下理論分析的結(jié)果，它與實(shí)際情況存在一定的差異。實(shí)驗(yàn)證明，在激光入射角qi一定的情況下，調(diào)制電信號(hào)的頻率fs不同，一階衍射光偏轉(zhuǎn)的角度qd也不同，而且qd與fs近似成正比關(guān)系。激光調(diào)制器的實(shí)際應(yīng)用也是建立在這一特點(diǎn)基礎(chǔ)上的。2. 傅立葉變換(FT)透鏡和光檢測(cè)器布喇格盒輸出的一階衍射光雖然包含了調(diào)制信號(hào)的頻率信息，但是，由于衍射光束分布在一個(gè)較大的空間范圍內(nèi)，不便于直接檢測(cè)。FT透鏡的作用是對(duì)光束聚焦，為光檢測(cè)器的檢測(cè)提供方便。FT透鏡的聚焦作用可以用圖2-29說(shuō)明。圖中位于FT透鏡左右兩側(cè)并且與FT透鏡

35、中心平面平行的兩個(gè)平面，分別稱為輸入焦平面和輸出焦平面，焦平面與FT透鏡的距離F等于透鏡的焦距。根據(jù)光學(xué)傅立葉變換理論，在輸出焦平面上光波振幅的分布是輸入焦平面上光波振幅的傅立葉變換，也就是說(shuō)，透鏡實(shí)現(xiàn)了光波振幅的空域傅立葉變換，故稱透鏡為FT透鏡。輸出焦平面也稱為傅立葉平面。圖 2-29FT透鏡與光檢測(cè)器當(dāng)入射光波以布喇格角射入布喇格盒以后，布喇格盒輸出的一階衍射光束和零階衍射光束經(jīng)FT透鏡聚焦，在輸出焦平面上形成兩個(gè)極小的光點(diǎn)，只要把光檢測(cè)器置于輸出焦平面上，即可對(duì)光點(diǎn)進(jìn)行檢測(cè)。根據(jù)數(shù)學(xué)分析，從零階衍射光點(diǎn)到一階衍射光點(diǎn)的位移由下式確定，即由此可以看出，在激光波長(zhǎng)l0、透鏡焦距F和超聲波速

36、度vs確定的情況下，一階衍射光點(diǎn)的位移Xf與調(diào)制信號(hào)頻率fs成正比。因此，只要檢測(cè)出Xf，即可確定調(diào)制信號(hào)頻率fs。(2-24)輸出焦平面上的兩個(gè)光點(diǎn)中，零階衍射光點(diǎn)并不包含調(diào)制信號(hào)的信息，所以，光檢測(cè)器只需要對(duì)一階衍射光點(diǎn)進(jìn)行檢測(cè)，而不必檢測(cè)零階衍射光點(diǎn)。光檢測(cè)器是聲光接收機(jī)的重要部件之一，它的作用是對(duì)輸出焦平面上帶有調(diào)制信號(hào)頻率信息的光點(diǎn)進(jìn)行檢測(cè)，并轉(zhuǎn)化為電信號(hào)。此電信號(hào)為視頻模擬信號(hào)，經(jīng)AD轉(zhuǎn)換后送數(shù)字處理器進(jìn)行處理。按照結(jié)構(gòu)形式，光檢測(cè)器分為分立式和陣列式兩種。分立式光檢測(cè)器通常采用的器件是硅平面PIN光敏二極管和雪崩光敏二極管。兩種光敏二極管的共同特性是能夠把光信號(hào)轉(zhuǎn)化為電信號(hào)。實(shí)現(xiàn)

37、這種轉(zhuǎn)化時(shí)，輸出電流(或電壓)的大小與照射在二極管上的光功率(光的強(qiáng)度)成正比，所以，由光敏二極管構(gòu)成的光檢測(cè)器為功率檢測(cè)器。用光敏二極管構(gòu)成光檢測(cè)器時(shí)，很難把二極管直接安裝在傅立葉平面上，通常的做法是，通過(guò)光纖把光從傅立葉平面?zhèn)魉偷焦饷舳O管。光纖的應(yīng)用有以下兩種方法：一種是采用尺寸與光點(diǎn)尺寸相似的光纖，把它們排列成一個(gè)單列陣，如圖2-30(a)所示；另一種方法是應(yīng)用比光點(diǎn)小得多的光纖，這些光纖排列成緊密的光纖組，如圖2-30(b)所示。在第一種方法中，一個(gè)二極管只與一根光纖連接，其缺點(diǎn)是，如果一根光纖斷了，則會(huì)使相應(yīng)位置的光點(diǎn)無(wú)法實(shí)施檢測(cè)，相當(dāng)于一個(gè)信道失效；另一個(gè)缺點(diǎn)是，當(dāng)光點(diǎn)落在相鄰兩

38、條光纖之間時(shí)，也無(wú)法進(jìn)行檢測(cè)，相當(dāng)于降低了頻率分辨率。在第二種方法中，一個(gè)二極管與多根光纖連接，如果一根光纖斷裂，只影響合成的光信號(hào)強(qiáng)度，不會(huì)造成一個(gè)信道的失效。但是，光信號(hào)強(qiáng)度的改變，有可能使后面的電信號(hào)處理產(chǎn)生誤判。這種多光纖結(jié)構(gòu)，由于光纖很細(xì)而容易斷裂，因此，實(shí)際應(yīng)用還是單光纖結(jié)構(gòu)較多。圖 2-30光纖結(jié)構(gòu)采用光纖的分立式光檢測(cè)器，其體積比較大，是這種檢測(cè)器的主要缺點(diǎn)。陣列式光檢測(cè)器是采用電荷耦合器件(CCD)實(shí)現(xiàn)的。電荷耦合器件的基本結(jié)構(gòu)如圖2-31(a)所示，它是由許多間隔很近的金屬氧化物半導(dǎo)體(MOS)二極管組成的，也稱CCD陣。如果用等效電路模擬CCD陣，則如圖2-31(b)所示

39、。這種CCD陣可以是一維或二維結(jié)構(gòu)。二極管工作于耗盡模上,當(dāng)光子照射到CCD上時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生電子空穴對(duì)，并且其電荷存儲(chǔ)在半導(dǎo)體表面上的電荷團(tuán)中，相當(dāng)于在等效電路的電容中儲(chǔ)存了電荷。這種CCD陣在二極管的金屬柵上加合適的電壓時(shí)，會(huì)引起電荷的轉(zhuǎn)移。在讀出時(shí)，只要用合適的時(shí)時(shí)鐘信號(hào)電壓加以驅(qū)動(dòng)，即可得到輸出信號(hào)。這種檢測(cè)器的光照時(shí)間越長(zhǎng)，積累的光能越多，則存儲(chǔ)的電荷越多，輸出就越大。因此，這種檢測(cè)器屬于能量檢測(cè)器。能量檢測(cè)器適宜于檢測(cè)寬脈沖信號(hào)和連續(xù)波信號(hào)，因此，用于檢測(cè)無(wú)線電信號(hào)是有益的。陣列式CCD光檢測(cè)器陣不管是一維還是二維結(jié)構(gòu)，都包含許多光檢測(cè)器。陣列中的光敏元件尺寸極小，并緊密排列在一起。光

40、檢測(cè)器陣尺寸很小，可以直接配置在傅立葉平面上。因此，這種光檢測(cè)器陣被廣泛應(yīng)用于聲光接收機(jī)中。圖 2-31CCD器件3. 激光器與波束擴(kuò)展/準(zhǔn)直器激光器也稱激光源。聲光接收機(jī)中采用的激光器有兩種，即氣體激光器和半導(dǎo)體激光器。氣體激光器一般采用氦氖(He-Ne)氣體激光器，這種激光器產(chǎn)生的激光波長(zhǎng)為0.6328 m, 其輸出非常穩(wěn)定并且激光束的發(fā)散很小。一個(gè)合適尺寸的氣體激光器可產(chǎn)生25 mW 的光功率。氣體激光器的優(yōu)點(diǎn)之一是光頻處在可見(jiàn)光范圍，故光學(xué)裝置的調(diào)整比較容易。這種激光器的尺寸較大，一般用于試驗(yàn)型的聲光接收機(jī)中。 半導(dǎo)體激光器采用GaALAs半導(dǎo)體，是由PN結(jié)二極管制成的。這種激光器尺寸

41、很小，典型長(zhǎng)度為0.1 mm，激光束的發(fā)散比氣體激光器大。激光波長(zhǎng)約為0.8300 pm，處在紅外光譜范圍內(nèi)。輸出光功率比較大，為1020 mW。由于這種激光器尺寸小，輸出功率大，因此，在聲光接收機(jī)中的應(yīng)用非常引人注目。但是，這種激光器輸出的激光波長(zhǎng)對(duì)溫度變化很敏感，這將導(dǎo)致測(cè)頻誤差，所以，這種激光器用于聲光接收機(jī)必須解決溫度補(bǔ)償問(wèn)題。在聲光接收機(jī)中，入射到布喇格盒的激光束要求是平行的薄片狀光束，并且要有一定的覆蓋范圍。激光器輸出的激光束一般不能滿足這種要求，為此采用波束擴(kuò)展/準(zhǔn)直器，把激光器輸出的激光束變?yōu)榉喜祭窈幸蟮娜肷浼す馐９馐臄U(kuò)展與準(zhǔn)直可以采用光學(xué)透鏡來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖2-32所示

42、。經(jīng)過(guò)擴(kuò)展與準(zhǔn)直的平行光束，以合適的入射角投射到布喇格盒中。 圖 2-32光波束的擴(kuò)展與準(zhǔn)直以上討論了聲光接收機(jī)中光學(xué)處理部分各部件的工作原理，由以上討論不難得到聲光接收機(jī)以下的工作過(guò)程：激光器輸出的激光束經(jīng)過(guò)擴(kuò)展和準(zhǔn)直后投射到布喇格盒中，來(lái)自超外差接收部分的中頻電信號(hào)也送入布喇格盒對(duì)激光束進(jìn)行調(diào)制。中頻調(diào)制信號(hào)的頻率不同，布喇格盒輸出一階衍射光束的偏轉(zhuǎn)角也不同，經(jīng)過(guò)FT透鏡聚焦，在傅立葉平面上得到的一階衍射光點(diǎn)的位移不同。光檢測(cè)器對(duì)傅立葉平面上的光點(diǎn)進(jìn)行檢測(cè)并變?yōu)殡娦盘?hào)。該電信號(hào)送入數(shù)字處理器進(jìn)行處理，根據(jù)光點(diǎn)位移的大小和接收機(jī)的頻率變換關(guān)系及本振頻率的數(shù)值，便可獲得接收信號(hào)的頻率信息。此外

43、，一階衍射光越強(qiáng)，光檢測(cè)器輸出的視頻信號(hào)幅度越大，所以，接收機(jī)還可以獲得接收信號(hào)的相對(duì)幅度信息。2.5.2聲光接收機(jī)的特點(diǎn)聲光接收機(jī)有以下主要特點(diǎn)：(1) 聲光接收機(jī)對(duì)接收的信號(hào)采取并行處理的方式。這一特點(diǎn)與信道化接收機(jī)是相同的，從這種意義上講，聲光接收機(jī)可以看做信道化接收機(jī)，不過(guò)，聲光接收機(jī)的信道化過(guò)程是利用光學(xué)方法來(lái)實(shí)現(xiàn)的。聲光接收機(jī)的并行信道數(shù)等于布喇格盒的時(shí)間帶寬乘積。帶寬是指布喇格盒的工作帶寬。時(shí)間是指布喇格盒的暫態(tài)時(shí)間，它等于布喇格盒的窗口寬度D除以聲波的傳播速度vs，即t=D/vs。 布喇格盒的窗口寬度D(見(jiàn)圖2-27)等于聲波在布喇格盒中的傳播距離，故暫態(tài)時(shí)間t代表了聲波在布喇

44、格盒中的傳播時(shí)間。布喇格盒的時(shí)間帶寬乘積取決于布喇格盒的制造技術(shù)、尺寸和所用的材料。目前，時(shí)間帶寬積最大可以達(dá)到1000，這就等效為1000個(gè)并列的信道濾波器組。由于聲光接收機(jī)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行并行處理，因此，在工作帶寬內(nèi)具有接近100的截獲概率，能夠處理同時(shí)到達(dá)的多個(gè)信號(hào)，并且有很高的處理速度(主要取決于數(shù)字處理器的速度)。(2) 聲光接收機(jī)具有很寬的瞬時(shí)帶寬和較高的頻率分辨率。聲光接收機(jī)的瞬時(shí)帶寬主要取決于布喇格盒的帶寬。布喇格盒的工作頻率、帶寬取決于布喇格盒的制造技術(shù)、尺寸及所用的材料等。通常，布喇格盒的工作頻率是10002000 MHz，而帶寬為5001000 MHz。聲光接收機(jī)頻率分辨率

45、的數(shù)值與布喇格盒的暫態(tài)時(shí)間成反比，即式中，K為常數(shù)，其值在12之間。暫態(tài)時(shí)間越大，在聲波速度一定的情況下，說(shuō)明D越大，相位光柵的數(shù)目越多。在布喇格盒中，相位光柵數(shù)目越多，衍射光條紋越窄，其頻率分辨率越高。根據(jù)目前布喇格盒的工作頻率、頻帶和頻率分辨率，聲光接收機(jī)主要適用于微波頻段的無(wú)線電監(jiān)測(cè)或無(wú)線電偵察中。(3) 聲光接收機(jī)具有很小的體積。聲光接收機(jī)體積的縮小主要在于光學(xué)部分，這是因?yàn)楣鈱W(xué)部分可以采用光學(xué)集成電路(IOC)來(lái)實(shí)現(xiàn)。目前，光學(xué)部分除了激光器和光檢測(cè)器是單獨(dú)制作外，其他的部件都可以直接制作在一塊芯片上。隨著光學(xué)集成電路的發(fā)展，包括激光器、布喇格盒、光檢測(cè)器和光學(xué)透鏡系統(tǒng)在內(nèi)的整個(gè)光學(xué)

46、部分，都可集成在單塊芯片上。這樣，不僅使光學(xué)部分的體積可以做得很小，也大大提高了其機(jī)械強(qiáng)度，并且有希望獲得很低的成本。此外，聲光接收機(jī)的數(shù)字處理器采用超大規(guī)模集成電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，對(duì)于縮小聲光接收機(jī)的體積也是大有幫助的。(4) 聲光接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍較小。聲光接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍主要取決于布喇格盒的動(dòng)態(tài)范圍。前面已指出，當(dāng)中頻調(diào)制信號(hào)很強(qiáng)時(shí)，在布喇格盒中會(huì)引起非線性繞射，于是，便產(chǎn)生互調(diào)產(chǎn)物，這就限制了動(dòng)態(tài)范圍上限的增大。光檢測(cè)器的噪聲電平是影響動(dòng)態(tài)范圍下限的主要因素。目前，聲光接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍大致在3050 dB范圍內(nèi)。增大聲光接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍仍是今后需要研究解決的重要問(wèn)題。(5) 聲光接收機(jī)用于監(jiān)測(cè)接

47、收通信信號(hào)時(shí)，會(huì)引起無(wú)線電信號(hào)調(diào)制信息的丟失。 2.6數(shù)字接收方式2.6.1數(shù)字接收機(jī)的基本組成方案數(shù)字接收機(jī)的組成有很大的靈活性，根據(jù)接收機(jī)功能和性能要求，可以組成各種不同的方案，但是，基本組成方案主要有以下三種形式。1. 直接數(shù)字化方案直接數(shù)字化方案的原理框圖如圖2-33所示。從天線接收的射頻信號(hào)經(jīng)射頻(RF)濾波和射頻放大，再經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換器變?yōu)閿?shù)字信號(hào)后，即送入高速DSP模塊進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理。由于現(xiàn)代監(jiān)測(cè)接收機(jī)一般工作于多頻段，所以RF濾波和RF放大都是寬帶的。圖 2-33直接數(shù)字化方案2. 直接變頻到基帶方案直接變頻到基帶方案的原理框圖如圖2-34所示。圖 2-34直接變頻到基帶方案射

48、頻信號(hào)經(jīng)RF濾波后，利用正交混頻將信號(hào)分成同相信道(I信道)和正交信道(Q信道)兩路，經(jīng)低通濾波得到兩路基帶信號(hào)，再經(jīng)A/D分別采樣后，送DSP模塊進(jìn)行處理。 正交混頻的原理如下：接收的任意調(diào)制信號(hào)可以表示為S(t)=A(t)coswt+q(t)式中：A(t)為信號(hào)的瞬時(shí)包絡(luò)；q(t)為信號(hào)的瞬時(shí)相位。本振信號(hào)的表示式為uL(t)=2 coswt經(jīng)90移相器得到I支路混頻器輸出為A(t)coswt+q(t)(2 coswt)=A(t)cosq(t)+A(t)cos2wt+q(t)經(jīng)放大、低通濾波后，第二項(xiàng)(倍頻項(xiàng))被濾除，設(shè)放大器增益為1，則第一項(xiàng)輸出為 SI(t)=A(t)cosq(t)再經(jīng)

49、A/D采樣后得到：SI(n)=A(n)cosq(n) 同理， 在Q支路可以得到：SQ(t)=A(t)sinq(t)SQ(n)=A(n)sinq(n) 由上可見(jiàn)，SI(t)和SQ(t)都為基帶信號(hào)，對(duì)SI(t)和SQ(t)作以下運(yùn)算，可以得到A(t)和q(t)：SI(n)和SQ(n)送入DSP模塊后，進(jìn)行上述運(yùn)算，則可得到數(shù)字形式的瞬時(shí)包絡(luò)和瞬時(shí)相位，即由于從信號(hào)的瞬時(shí)包絡(luò)和瞬時(shí)相位中易于提取信號(hào)的一些技術(shù)特征，也可用于信號(hào)解調(diào)，因此，正交混頻在無(wú)線電監(jiān)測(cè)接收機(jī)中有著廣泛的應(yīng)用。在直接變頻到基帶方案中，由于A/D轉(zhuǎn)換器是對(duì)基帶信號(hào)采樣，允許的采樣頻率較低，這樣可以采用分辨率高(位數(shù)多)的A/D轉(zhuǎn)

50、換器，以增大接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍。低的采樣頻率也放寬了對(duì)DSP運(yùn)算速度的要求。另外，這種直接變頻到基帶方案不存在混頻鏡像干擾。 這種方案的最大缺點(diǎn)是要求I和Q信道保持準(zhǔn)確的幅度和相位匹配。兩個(gè)信道增益的不一致或相位的不完全正交，都會(huì)引起信號(hào)失真。為了使失真小于50 dB，要求增益誤差小于0.05 dB，相位誤差小于0.01。這樣高的要求用模擬電路是很難達(dá)到的，為此，必須采用校正技術(shù)進(jìn)行校正。其次，若基帶信號(hào)的低端頻率很低，基帶放大器采用直接耦合，會(huì)產(chǎn)生零點(diǎn)漂移；采用交流耦合，容易產(chǎn)生頻率失真。3. 超外差方案超外差方案的原理框圖如圖2-35所示。從天線輸入到中放的模擬電路部分，與普通模擬接收機(jī)相同

51、。A/D轉(zhuǎn)換器對(duì)中頻信號(hào)采樣后再進(jìn)行數(shù)字處理。這種方案，因?yàn)槭窃诒容^低的固定中頻上采樣，可以選用分辨率高的A/D轉(zhuǎn)換器，DSP模塊也較容易實(shí)現(xiàn)。模擬電路部分，可以采用模擬超外差接收機(jī)的成熟技術(shù)。這種方案技術(shù)實(shí)現(xiàn)的難度很小，所以，目前已問(wèn)世的寬頻段數(shù)字接收機(jī)大多采用這種方案。這種方案的缺點(diǎn)是采用的模擬電路太多，會(huì)增大接收機(jī)的噪聲(主要是RF放大器和第一混頻器)，使非線性產(chǎn)物增多(由混頻器和放大器的非線性引起)，信號(hào)在各級(jí)電路傳輸中(尤其濾波電路)會(huì)產(chǎn)生幅度和相位的失真。 圖 2-35超外差方案在超外差方案的設(shè)計(jì)中，中頻的選擇是一個(gè)重要的問(wèn)題，除了考慮盡量減少因混頻作用產(chǎn)生的非線性產(chǎn)物外(這在一般

52、模擬接收機(jī)設(shè)計(jì)中也是必須考慮的)，還必須考慮A/D器件的選用問(wèn)題。因?yàn)椴蓸宇l率與中頻頻率及信號(hào)帶寬密切相關(guān)，中頻的選擇必須使可選用的A/D轉(zhuǎn)換器既滿足采樣頻率的要求，又要有高的分辨率。模擬電路部分的設(shè)計(jì)也要考慮一般模擬接收機(jī)設(shè)計(jì)中需要注意的問(wèn)題，例如：為了滿足對(duì)中頻干擾和鏡像干擾抑制的要求，可以采用二次變頻方案；在劃分頻段時(shí)，為了防止二階產(chǎn)物落入工作的分頻段，分頻段的覆蓋范圍應(yīng)小于一個(gè)倍頻程等。在超外差方案中，如果需要提取信號(hào)的瞬時(shí)包絡(luò)和瞬時(shí)相位，可以在DSP模塊中采用數(shù)字正交混頻技術(shù)實(shí)現(xiàn)。數(shù)字正交混頻的原理框圖如圖2-36所示。其工作原理與模擬正交混頻相同，只是混頻的輸入、輸出信號(hào)都為數(shù)字序

53、列而已。數(shù)字正交混頻實(shí)現(xiàn)I、Q信道幅度和相位的匹配，比模擬正交混頻容易得多，其應(yīng)用十分廣泛。圖 2-36數(shù)字序列正交混頻原理圖2.6.2數(shù)字接收機(jī)方案舉例1. 寬帶數(shù)字接收機(jī)EBD900圖2-37示出了德國(guó)研制的寬帶數(shù)字接收機(jī)EBD900組成方案，這是一種可用于無(wú)線電監(jiān)視的寬帶數(shù)字掃描接收機(jī)。圖 2-37寬帶數(shù)字接收機(jī)EBD900組成方框圖接收機(jī)的模擬電路采用三次變頻方案，第三中頻信號(hào)經(jīng)A/D采樣后進(jìn)行FFT處理。FFT處理之前，先經(jīng)窗處理器對(duì)數(shù)據(jù)加權(quán)，使數(shù)據(jù)序列具有所要求的特性。FFT處理器包含許多相同的模塊，采用流水線工作方式。FFT與窗處理器一起，具有編程能力，在不改變硬件的情況下，通過(guò)編程可以獲得不同的頻率分辨能力或信道帶寬。FFT處理器輸出信號(hào)的對(duì)數(shù)功率譜和相位譜送到后面的預(yù)處理器中。預(yù)處理器的核心部分是一個(gè)可編程的多處理器陣列，在不改變硬件的情況下，可以獲得許多專用濾波器的功能。信號(hào)經(jīng)預(yù)處理后通過(guò)數(shù)據(jù)接口送到系統(tǒng)計(jì)算機(jī)進(jìn)行最后處理?？刂铺幚砥魇穷A(yù)處理器的一個(gè)組成部分，通過(guò)控制總線與系統(tǒng)計(jì)算機(jī)連接，并產(chǎn)生接收機(jī)所需要的控制信號(hào)。數(shù)據(jù)總線與控制總線分開(kāi)，可以使系統(tǒng)計(jì)算機(jī)快速接收數(shù)據(jù)。接收機(jī)的頻率掃描是這樣實(shí)現(xiàn)的：FFT處理器處理完一組數(shù)據(jù)后，由控制處理器發(fā)出控制信號(hào)，使接收機(jī)的模擬前端電路步進(jìn)到下一個(gè)分頻段上，再進(jìn)行新的一組數(shù)據(jù)的采集和FFT處理，依此類推。由于