武漢大學通信原理第8章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術課件

1、第八章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術 2007年12月11.通信的理想目標和環(huán)境：通信的理想目標： 在任何時候、在任何地方、與任何人都能及時溝通聯(lián)系和交流信息 通信的環(huán)境： 非常復雜，面臨各種干擾和電波傳播影響 電波傳播的衰耗多徑衰落 信號在無線傳播過程中，經(jīng)過多點反射，從多條路徑到達接收端，這種多徑信號的幅度、相位和到達時間都不一樣，這樣造成的信號衰落稱為多徑衰落 引言2007年12月2抗干擾性（電波傳播影響、多徑衰落）已調(diào)信號帶寬使用、成本因素好的數(shù)字調(diào)制方式應有的特點低信噪比下具有良好的誤碼性能良好的抗多徑衰落能力較小帶寬使用方便、成本低2.數(shù)字調(diào)制方式應考慮的因素：2007年12月33.數(shù)字調(diào)制方

2、式的分類單載波調(diào)制： 某一時刻調(diào)制只使用單一載波恒定包絡調(diào)制FSK、PSKOQPSK、/4-QPSK、MSK、GMSK 不恒定包絡調(diào)制ASKQAM多載波調(diào)制： 某一時刻調(diào)制使用多個載波OFDM2007年12月4本章目錄8.1 偏移四相相移鍵控（OQPSK） 8.2/4四相相移鍵控（/4-QPSK） 8.3最小頻移鍵控（MSK） 8.4高斯最小頻移鍵控（GMSK） 8.5 正交幅度調(diào)制（QAM） 8.6 正交頻分復用（OFDM）2007年12月5QPSK調(diào)制的原理正交調(diào)制方法對數(shù)據(jù)進行串/并變換，將二進制數(shù)據(jù)每兩個比特分為一組。一共有四種組合（1，1）、（1，-1）、（-1，1）和（-1，-1）

3、。每組前一比特為同向分量I，后一比特為正交分量Q。利用同向分量、正交分量分別對兩個正交的載波進行2PSK調(diào)制，最后將結果疊加。2007年12月7QPSK調(diào)制和OQPSK調(diào)制的相位圖 如圖(a)所示，QPSK信號的相位在4種可能的相位上跳變，跳變量可能為/2或。當跳變量為時發(fā)生相位翻轉，引起最大包絡起伏。2007年12月8OQPSK的I、Q信道波形及相位路徑 消除了相位翻轉現(xiàn)象后，OQPSK信號中包絡的最大值與最小值之比約為 ，不再有很大的包絡起伏。2007年12月10OQPSK的調(diào)制、解調(diào)原理2007年12月11OQPSK和QPSK的比較均采用相干解調(diào)，理論上誤碼性能相同。頻帶受限的OQPSK

4、信號包絡起伏比頻帶受限的QPSK信號的小，經(jīng)限幅放大后功率譜展寬的少，所以OQPSK的性能優(yōu)于QPSK。 實際中，OQPSK比QPSK應用更廣泛 。OQPSK信號不能接受差分檢測，接收機的設計比較復雜。 2007年12月12/4-QPSK調(diào)制信號的相位點已調(diào)信號的相位被均勻地分配為相距/4的8個相位點，如下圖： 8個相位點分為兩組，每組中各相位點相距/2。已調(diào)信號只能在不同組之間交替跳變，相位跳變值只有45和135四種取值 。2007年12月14設已調(diào)信號為分析式中， 為 kTt(k+1)T 間的附加相位。將上式展開，得到 其中， 為是前一碼元附加相位 與當前碼元相位跳變量 之和，可表示為：2

5、007年12月15雙比特信息Ik , Qk和相鄰碼元之間相位跳變 之間的關系 由表可見，碼元轉換時刻的相位跳變量只有/4和3/4共4種取值，不可能產(chǎn)生如QPSK信號的相位跳變，從而使得信號的頻譜特性得到較大改善。 Ik , Qk與 的對應關系2007年12月17/4-QPSK信號的產(chǎn)生同相分量Ik 和正交分量Qk 通過脈沖成形濾波器后，分別形成進入QPSK調(diào)制器的同相分量I(t)和正交分量Q(t) ，然后對兩個相互正交的載波調(diào)制，產(chǎn)生/4-QPSK信號。 調(diào)制前，二元信息經(jīng)過串/并變換分成兩路，再經(jīng)過電平變換形成同相分量Ik 和正交分量Qk ，這里的電平變換又稱為信號映射。2007年12月18

6、全數(shù)字式/4-QPSK調(diào)制器2007年12月19全數(shù)字式/4-QPSK調(diào)制器 載波信號發(fā)生器將產(chǎn)生相位為0、/4、/2、7/4等8種載波信號，固定送給相位選擇器D0、D1、，D7。地址碼發(fā)生器由編碼電路和延遲電路組成，編碼器完成雙比特Ik、Qk輸入和3比特Ak、Bk、Ck輸出之間的轉換，延遲電路完成相對碼變換。3比特共有8種取值，每種取值對應控制8選1相位選擇器，把所需的載波選取出來，再經(jīng)濾波器形成/4-QPSK輸出信號。由于信息包含在兩個抽樣瞬間的載波相位差之中，故解調(diào)時只需檢測這個相位差。這種解調(diào)器具有電路簡單，工作穩(wěn)定，易于集成等特點。2007年12月20/4-QPSK非相干差分延遲解調(diào)

7、 優(yōu)點在于不需要載波提取，可簡化接收機設計。且在存在多徑衰落時，性能優(yōu)于OQPSK。2007年12月218.3 最小頻移鍵控（MSK ） 最小頻移鍵控（MSK）是2FSK的改進，它是二進制連續(xù)相位頻移鍵控的一種特殊情況。 本節(jié)內(nèi)容提要引言8.3.1 MSK信號的正交性 8.3.2 MSK信號的相位連續(xù)性 8.3.3 MSK信號的產(chǎn)生與解調(diào) 8.3.4 MSK信號的功率譜特性 2007年12月228.3.1 MSK信號的正交性 MSK信號可以表示為, 式中， 表示載頻； 表示相對載頻的頻偏； 表示第k個碼元的起始相位；ak=1是數(shù)字基帶信號； 稱為附加相位函數(shù)，它是除載波相位之外的附加相位。20

8、07年12月24當ak = +1時，信號頻率為當ak = -1時，信號頻率為因此可計算出頻差為即最小頻差等于碼元傳遞速率的一半。對應的調(diào)制指數(shù)為2007年12月25為簡便起見，設第一個碼元的起始相位為0，則或 以下討論在每個碼元間隔Ts內(nèi)相對于載波相位的附加相位函數(shù)的變化 由 可知， 是MSK信號的總相位減去隨時間線性增長的載波相位得到的剩余相位，它是一個直線方程式。 在一個碼元間隔內(nèi) 當 時， 增大 當 時， 減?。∕SK 相位網(wǎng)格圖）2007年12月27例8-1 已知載波頻率fc=1.75/Ts，初始相位 。 解：(1)當ak =- 1時，信號頻率f1為當ak =+1時，信號頻率f2為(2

9、)最小頻差 它等于碼元傳遞速率的一半。 (1)當數(shù)字基帶信號ak=1時，MSK信號的兩個頻率f1和f2分別是多少？ (2)對應的最小頻差及調(diào)制指數(shù)是多少？ (3)若基帶信號為 +1 - 1 -1 +1 +1 +1 ，畫出相應的MSK信號波形。2007年12月28 調(diào)制指數(shù)為(3)根據(jù)以上計算結果，可以畫出相應的MSK波形 “+1”和“ - 1”對應MSK波形相位在碼元轉換時刻是連續(xù)的，而且在一個碼元期間所對應的波形恰好相差1/2載波周期。 2007年12月298.3.3 MSK信號的產(chǎn)生與解調(diào) 考慮到 , 或 ，MSK信號可以用兩個正交分量表示為式中， 為同相分量； 為正交分量。 由此可以得到

10、MSK信號的產(chǎn)生框圖。2007年12月30MSK信號的產(chǎn)生方框圖 圖中輸入數(shù)據(jù)序列為ak，它經(jīng)過差分編碼后變成序列ck 。 經(jīng)過串/并轉換，將一路延遲Ts，得到相互交錯一個碼元寬度的兩路信號Ik和Qk。 加權函數(shù) 和 分別對兩路數(shù)據(jù)信號Ik和Qk進行加權，加權后的兩路信號再分別對正交載波 和 進行調(diào)制，調(diào)制后的信號相加再通過帶通濾波器，就得到MSK信號。2007年12月31 MSK解調(diào) 由于MSK信號是一種FSK信號，所以它可以采用相干解調(diào)和非相干解調(diào)。 MSK信號經(jīng)帶通濾波器濾除帶外噪聲，然后借助正交的相干載波與輸入信號相乘，將Ik和Qk兩路信號區(qū)分開，再經(jīng)低通濾波后輸出。同相支路在 2kT

11、s 時刻抽樣，正交支路在(2k+1)Ts時刻抽樣，判決器根據(jù)抽樣后的信號極性進行判決，大于0判為“1”，小于0判為“0”，經(jīng)串/并變換，變?yōu)榇袛?shù)據(jù)。與調(diào)制器相對應，因在發(fā)送端經(jīng)差分編碼，故接收端輸出需經(jīng)差分譯碼后，即可恢復原始數(shù)據(jù)。2007年12月328.3.4 MSK信號的功率譜特性經(jīng)推導,MSK信號的歸一化雙邊功率頻譜密度 的表達式為 式中，fc為載頻，Ts為碼元寬度。按照上式可以畫出MSK信號的功率譜曲線。 2007年12月33 圖中實線為MSK功率譜曲線。圖中橫坐標是以載頻為中心畫的，即橫坐標代表頻率 ；Ts表示二進制碼元間隔。 圖中還給出了其他幾種調(diào)制信號的功率譜密度曲線作為比較。

12、由圖可見，與QPSK和OQPSK信號相比，MSK信號功率譜更為集中，即其旁瓣下降得更快。故它對相鄰頻道的干擾較小。 具體的計算數(shù)據(jù)表明，包含99%信號功率的帶寬近似值中，MSK最小，約為1.2/Ts；QPSK及OQPSK其次，為6/ Ts；BPSK最大，為9/ Ts。 由此可見，MSK信號的帶外功率下降非?？臁?007年12月348.4 高斯最小頻移鍵控（GMSK）MSK信號的不足：雖然包絡恒定，帶外功率譜密度下降快，但在一些通信場合還不能滿足需要例如在移動通信中，MSK所占帶寬和頻譜的帶外衰減速度仍不能滿足需要，以至于在25kHz信道間隔內(nèi)傳輸16kbit/s的數(shù)字信號時，將會產(chǎn)生鄰道干擾。

13、 對MSK調(diào)制方式的改進在頻率調(diào)制之前，用一個高斯型低通濾波器對基帶信號進行預濾波，濾除高頻分量，使得功率譜更加緊湊。新的調(diào)制方式：高斯最小頻移鍵控（GMSK）。 2007年12月35高斯型濾波器的傳輸函數(shù)為式中，B為高斯濾波器的3dB帶寬。將上式作傅里葉逆變換，得到此濾波器的沖擊響應為： 式中， 。由于 為高斯型特性，故稱為高斯型濾波器。 習慣上使用BTs來作為GMSK的重要指標。其中，B為3dB帶寬，Ts為碼元間隔。 BTs表明了濾波器的3dB帶寬與碼元速率的關系， 例如，BTs=0.5就表示濾波器的3dB帶寬是碼元速率的0.5倍。 2007年12月36GMSK信號的功率譜 GMSK信號的

14、功率譜很難分析計算。用計算機仿真的方法得到的結果如圖. 分析：GMSK具有功率譜集中的優(yōu)點。 GMSK信號頻譜特性的改善是以降低誤比特率性能為代價的，預濾波器的帶寬越窄，輸出功率譜就越緊湊，但同時碼間串擾（ISI）也越明顯，即BTs值越小，碼間串擾越大，誤比特率性能也會變得越差。在實際應用中BTs應該折衷選擇。 2007年12月378.5 正交幅度調(diào)制（QAM）多進制的相位鍵控（MPSK）調(diào)制的特點在帶寬和功率占用方面都具有優(yōu)勢，即帶寬占用小和比特信噪比要求低。 隨著進制數(shù)M的增加其誤比特率難于保證。 圖6.7.21 16QAM和16PSK信號的矢量圖AMAM(a) 16QAM (b) 16P

15、SK2007年12月388.5 正交幅度調(diào)制（QAM）正交幅度調(diào)制（QAM）技術采用正交載波技術傳輸ASK信號，可使得頻帶利用率提高一倍。 再結合多進制與其它技術，可進一步提高頻帶利用率，并改善M較大時的抗噪聲性能。 它是一種幅度和相位聯(lián)合鍵控（APK）的調(diào)制方式。 2007年12月39分析 在QAM調(diào)制中，載波的幅度和相位兩個參量同時受基帶信號控制在一個碼元中的信號可以表示為 上式可展開為 令得到上式中，Xk、Yk 也是可以取多個離散值的變量。 正交幅度調(diào)制是用兩路獨立的基帶數(shù)字信號作為調(diào)制信號，對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，它利用已調(diào)信號的正交性質(zhì)來實現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信

16、息傳輸。 2007年12月40星座圖 QAM信號的表示：若QAM的同相和正交支路都采用二進制信號，則信號空間中的坐標點數(shù)目（狀態(tài)數(shù)）M=4，記為4QAM。 同相和正交支路都采用四進制信號將得到16QAM信號。 以此類推，兩條支路都采用L進制信號將得到MQAM信號，其中M=L2。矢量端點的分布圖稱為星座圖。通常用星座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。 2007年12月4116QAM星座圖分析 對于16QAM來說，有多種分布形式的信號星座圖。 方型16QAM星座圖，也稱為標準型16QAM。 星型16QAM星座。 方型星座圖中，信號點共有3種振幅值和12種相位值。星型星座圖中，信號點共有2種振幅

17、值和8種相位值。 比較：在無線移動通信的環(huán)境中，存在多徑效應和各種干擾，信號振幅和相位的取值種類越多，受到的影響越大，接收端越難以恢復原信號，這使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。 2007年12月42若所有信號點等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號功率為 假設兩種星座圖的信號點之間的最小距離都為2，對于方型16QAM，信號平均功率為 對于星型16QAM，信號平均功率為 由此可見，方型比星型16QAM的功率小1.4dB， 而且方型星座的MQAM信號的產(chǎn)生及解調(diào)比較容易實現(xiàn)。方型星座的MQAM信號在實際通信中得到了廣泛的應用。2007年12月43當M分別為4163264時，MQA

18、M信號的星座圖 為了傳輸和檢測方便，同相和正交支路的L進制碼元一般為雙極性碼元，其間隔相同。 當L為偶數(shù)時，L個信號電平取為1、3、（L-1）。 如果M=L2為2的偶數(shù)次方，則方型星座的MQAM信號可等效為同相和正交支路的L進制抑制載波的ASK信號之和。 如果狀態(tài)數(shù)ML2，比如M=32，亦需利用36QAM的星座圖，將最遠的角頂上的4個星座點空置，可以在同樣的抗噪聲性能下節(jié)省發(fā)送功率。 2007年12月44MQAM信號功率譜MQAM信號是由同相和正交支路的 進制的ASK信號疊加而成，所以它的功率譜是兩支路信號功率譜的疊加。 第一零點帶寬（主瓣寬度）為 ，即碼元頻帶利用率為 （baud/Hz） 所

19、以，MQAM信號的信息頻帶利用率為 利用已調(diào)信號的正交性，MQAM實現(xiàn)了兩路數(shù)字信息在同一帶寬內(nèi)的并行傳輸，所以與一路L進制的ASK信號相比較，相同帶寬的MQAM信號可以傳送2倍的信息量。2007年12月45PSK和QAM的抗噪聲性能比較分析在矢量圖中可以看出各信號點之間的歐式距離，相鄰點的最小距離直接代表噪聲容限的大小。隨著進制數(shù)M的增加，在信號空間中各信號點間的最小距離減小，相應的信號判決區(qū)域隨之減小。當信號受到噪聲和干擾的損害時，接收信號錯誤概率將隨之增大。 對相同進制數(shù)的PSK和QAM的抗噪聲性能可進行具體的比較。 2007年12月46分析 假設已調(diào)信號的最大幅度為1，則MPSK信號星

20、座圖上信號點間的最小距離為MQAM信號方型星座圖上信號點間的最小距離為 式中，L為星座圖上信號點在水平軸或垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。 可以看出，當M=4時，4PSK和4QAM的星座圖相同， 2007年12月47 當M=16時，假設最大功率（最大幅度）相同，在最大幅度為1的條件下 可見， 超過 大約1.6dB。 實際上，一般在平均功率相同的條件下來比較各信號點之間的最短距離。 可以證明，MQAM信號的最大功率與平均功率之比為 當M=16時，這個比值為1.8，即2.55 dB。表明16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。 2007年12月488.6 正交頻分復用（OFDM）本節(jié)目錄：8.6

21、.1 多載波調(diào)制技術8.6.2 正交頻分復用技術2007年12月49引言前述各種調(diào)制系統(tǒng)在某一時刻都只用單一的載波頻率來發(fā)送信號，信道不理想時，會造成信號的失真和碼間串擾。多載波傳輸技術，把信道分成多個子信道，將基帶碼元均勻分散到每個子信道中對載波進行調(diào)制傳輸。 1957年出現(xiàn)了使用20個子載波并行傳輸?shù)退俾蚀a元的多載波系統(tǒng)，克服了短波信道上的嚴重多徑效應，復雜度高。20世紀80年代，人們提出了采用離散傅里葉變換來實現(xiàn)多個載波的調(diào)制，簡化了系統(tǒng)結構，使得正交分頻復用（OFDM）多載波調(diào)制技術趨于實用化。 OFDM是當今能提供高速率傳輸?shù)母鞣N無線解決方案最有前途的方案之一，已經(jīng)被列為第4代（4G

22、）移動通信的關鍵技術。 2007年12月508.6.1 多載波調(diào)制技術多載波調(diào)制技術是一種并行體制 將高速率數(shù)據(jù)序列經(jīng)串/并變換后分為若干路低速數(shù)據(jù)流 每路低速數(shù)據(jù)采用一個獨立的載波進行調(diào)制，疊加在一起構成發(fā)送信號 在接收端用同樣數(shù)量的載波對發(fā)送信號進行相干接收 獲得低速率信息數(shù)據(jù)后，再通過并/串變換得到原來的高速信號 2007年12月51與單載波系統(tǒng)比，多載波調(diào)制技術的優(yōu)點：抗多徑干擾和頻率選擇性衰落的能力強。 串/并變換降低了碼元速率，從而增大了碼元寬度，減少了多徑時延在接收信息碼元中所占的相對百分比，以削弱多徑干擾對傳輸系統(tǒng)性能的影響。如果在每一路符號中插入保護時隙大于最大時延，可以進一

23、步消除符號間干擾（ISI）。 可以采用動態(tài)比特分配技術，即優(yōu)質(zhì)信道多傳輸，較差信道少傳輸，劣質(zhì)信道不傳輸?shù)脑瓌t，可使系統(tǒng)達到最大比特率。 2007年12月52多載波調(diào)制方式中子載波設置的方案傳統(tǒng)頻分復用方案 將整個頻帶劃分為N個互不重疊的子信道。在接收端可以通過濾波器組進行分離。 偏置QAM方案 在3dB處載波頻譜重疊，其復合譜是平坦的。 正交頻分復用（OFDM）方案，要求各子載波保持相互正交 是一種高效的調(diào)制技術，適合在多徑傳播和多普勒頻移的無線移動信道中傳輸高速數(shù)據(jù)。 具有較強的抗多徑傳播和頻率選擇性衰落的能力，并有較高的頻譜利用率 2007年12月53傳統(tǒng)的頻分復用方案和偏置QAM方案示

24、意圖 (a)為傳統(tǒng)的頻分復用方案，它將整個頻帶劃分為N個互不重疊的子信道。在接收端可以通過濾波器組進行分離。(b)為偏置QAM方案，它在3dB處載波頻譜重疊，其符合譜是平坦的。2007年12月548.6.2 正交頻分復用技術正交頻分復用（OFDM）作為一種多載波傳輸技術，要求各子載波保持相互正交。N個待發(fā)送的串行數(shù)據(jù)經(jīng)過串/并變換之后得到碼元周期為的N路并行碼，碼型選用雙極性非歸零矩形脈沖 。然后用N個子載波分別對N路并行碼進行2PSK調(diào)制，相加后得到發(fā)送信號。2007年12月55分析發(fā)送信號波形可表示為 其中，An為第n路并行碼； 為第n路碼的子載波角頻率，且 。 為了保證N個子載波相互正交，也就是在信道傳輸符號的持續(xù)時間內(nèi)它們乘積的積分值為0。 由三角函數(shù)系的正交性，任意2個子載波應滿足的關系為 因此，要求子載波頻率間隔應滿足2007年12月56OFDM信號的頻譜結構 OFDM信號由N個信號疊加而成，每個信號的頻譜都是為以子載波頻率為中心頻率