電力電子課程設計電源方案

1、湖 北 工 業(yè) 大 學研 究 生 考 試 答 題 紙考 試 科 目 電力電子系統(tǒng)設計 研究生姓名 張萌 學 號 120130094 任 課 教 師 席自強 學院、 專業(yè) 電氣學院 高電壓 成 績 二0 一三 年 七 月 二十 日輸出電壓15V，電流10A直流開關電源的設計1 高頻開關電源的技術指標1.輸入電壓為單相50Hz，220VAC；2.輸出直流電壓：額定電壓為15V；3.輸出電流：010A，連續(xù)可調；2 高頻開關電源主電路的硬件設計單個開關電源結構框圖如圖1-1所示，其結構可以分為四個部分：主電路、控制電路、保護電路及輔助電源。圖1-1 結構框圖 3 輸入整流電路的設計單相交流電經(jīng)整流、

2、濾波后，為逆變橋提供一個平滑的直流電壓。由于單相整流后的直流電壓最高可達380V左右，且一般電解電容的耐壓為450V，可以采用多個電容并聯(lián)濾波，不必采用電容串連的方式減小電容的耐壓。圖1-2 整流電路 4輸出整流電路的設計電源最高輸出電壓可達10V左右，輸出電壓比較低，對二極管的耐壓要求不是很高，且采用全波整流電路的效率比較高，為了節(jié)約成本，本電源采用全波整流電路。圖1-3全波整流輸出電路 5直流變換器的設計本論文采用的是移相全橋零電壓軟開關脈寬調制(FB-ZVS-PWM)變換電路。此電路不僅保持了準諧振電路開關損耗小的優(yōu)點，且工作在固定的開關頻率。移相全橋變換電路如圖1-4所示。圖中，Tr是

3、高頻變壓器，Ql-Q4是功率管（Dl-D4分別是Q1-Q4的內部寄生二極管，Cl-C4分別是Ql-Q4的內部寄生電容和外接電容）。Lr諧振電感，它包括了變壓器的漏感。在本論文中，Q1和Q3組成的橋臂為超前橋臂，Q2和Q4組成的橋臂為滯后橋臂。圖1-4 ZVS-PWM變換電路在分析移相全橋電路的工作原理前，首先作如下假設：1.所有開關管、二極管均為理想器件；2.所有電感、電容和變壓器均為理想元件；3.Cl=C3=Clead，C2=C4=Clag；4.LfLr/n，n是變壓器原副邊匝數(shù)比。 由圖1-4可知，除了死區(qū)時間外，全橋電路中總有兩個功率管同時導通，其組合開通為Q1和Q4，Q4和Q3，Q3和

4、Q2，Q2和Q1，周而復始。其中Q1和Q4、Q3和Q2組合時，全橋電路輸出能量；Q2和Q1，Q4和Q3組合時，全橋電路處于續(xù)流狀態(tài)，不輸出能量。改變這兩類組合的時間比，即改變移相角，實現(xiàn)輸出電壓的調節(jié)。圖2-6 變換器的主要波形1.開關模態(tài)0：在t0時刻，Q1和Q4通。原邊電流流經(jīng)Q1變壓器原邊和Q4，副邊電流流經(jīng)副邊繞組Ls，小整流管Dr輸出濾波電感Lr輸出濾波電容Cf和負載。2.開關模態(tài)1：t0t1t0時刻關斷Q1，原邊電流從Q1中轉移到C3和C1支路中，給C1充電，同時C3被放電。在這個時段里，Llk和Lr是串聯(lián)的，而且Lf很大，Lr近似于一個恒流源。C1的電壓線性上升，C3的電壓從Vi

5、n開始線性下降，因此，Q1是零電壓關斷。在t1時刻，C3的電壓下降到零，Q3的反并二極管D3自然導通。3.開關模態(tài)2：t1t2D3導通后，將Q3的電壓鉗在零位。此時開通Q3，則Q3零電壓開通。雖然這時候Q3被開通，但Q3中并沒有電流流過，原邊電流由D3流通。Q1和Q3驅動信號之間的死區(qū)時間tdt01(t01代表t0到t1這段時間)。在這段時間里，原邊電流等于折算到原邊的濾波電感電流。在t2時刻，原邊電流下降到I2。4.開關模態(tài)3：t2t3在t2時刻，關斷Q4，此時原邊電流轉移到C2和C4中，一方面抽走C2上的電荷，另一方面同時C4充電。由于C2和C4的存在，Q4的電壓是從零慢慢上升的，因此Q4

6、是零電壓關斷。此時，Vab=-Vc4，Vab的極性由零變?yōu)樨?，變壓器副邊繞組電勢下正上負，整流二極管D2導通，副邊繞組Ls中開始流過電流。由于整流二極管D1和D2同時導通，將變壓器副邊繞組短接，變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，Vab直接加在諧振電感Lr上，因此在這段時間里實際上諧振電感Lr和C2、C4在諧振工作。在t3時刻，C4的電壓上升到Vin，D2自然導通，結束該開關模態(tài)。5.開關模態(tài)4：t3t4在t3時刻，D2自然導通，將Q2的電壓鉗在零位，此時就可以開通Q2，Q3是零電壓開通。雖然此時Q2已開通，但Q2不流過電流，電流由D2流通，諧振電感的儲能回饋給輸入電源。由于副邊的兩個

7、整流管同時導通，因此變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，這樣電源電壓加在Vin加在諧振電感Lr兩端，原邊電流線性下降。在t4時刻，原邊電流下降到零，二極管D2和D3自然關斷，Q2和Q3中將流過電流。6.開關模態(tài)5：t4t5在t4時刻，原邊電流由正值過零，并且向負方向增加，流經(jīng)Q2和Q3。由于原邊電流仍不足以提供負載電流，負載電流仍由兩個整流管提供回路，因此原邊電壓仍然為零，加在漏感兩端電壓是Vin，原邊電流正相線性下降。到t5時刻，原邊電流達到折算到原邊的負載電流/K，該開關模態(tài)結束。此時，整流管D1關斷，D2流過全部負載電流。7.開關模態(tài)6：t5t6在這段時間里，電源給負載供電。 在

8、t6時刻，Q3關斷，變換器開始另一個半周工作，其工作情況類似于上述的半個周期。 6高頻變壓器（1）工作頻率的設定工作頻率對電源開關頻率對電源的體積、重量及電路特性影響很大。工作頻率高，輸出濾波電感和電容體積減小，但開關損耗增高，熱量增大，散熱器體積加大。因此根據(jù)元器件及性價比等因素，將電源工作頻率進行優(yōu)化設計，設定其工作頻率為=50kHz，T=1/=1/50kHz=20s。（2）磁芯選用選取磁芯材料和磁芯結構磁芯選用R2KB軟磁鐵氧體材料制成的EE型鐵氧體磁芯，其具有品種多，引線空間大，接線操作方便，價格便宜等優(yōu)點。確定工作磁感應強度R2KB軟磁鐵氧體材料的飽和磁感應強度,考慮到高溫時會下降，

9、同時為防止合閘瞬間變壓器飽和，設定最大工作磁密可以用。計算并確定磁芯型號磁芯的幾何截面積S和磁芯的窗口面積Q與輸出功率存在一定的函數(shù)關系。對半橋變換器，當脈沖波形近似為方波時，可按式 來確定磁芯的大小。式中：為磁芯的面積乘積；為磁芯的截面積；為磁芯的窗口面積；為輸出功率W，為變壓器效率，一般可取80%；為變換器工作頻率；為磁芯最大工作磁密；為導線電流密度，一般可取；為磁芯的填充系數(shù)對鐵氧體，??；為窗口銅填充系數(shù)，一般取。本設計選用EE-40型鐵氧體磁芯，由手冊知其參數(shù)為:，則，遠大于的計算值。（3）計算原副邊繞組匝數(shù)按最小輸入電壓和滿載輸出的極端情況來計算。已知最小輸入交流電壓為180V（17

10、6V可以近似而得），減去20V的直流紋波電壓和整流器的壓降，最小直流電壓為。半橋式電路變壓器原邊繞組所加電壓等于輸入電壓的一半，即。則原邊繞組匝數(shù)，式中為變壓器原邊電壓V，計算可得。由經(jīng)驗可取匝利用計算出來的變壓器初級匝數(shù)，核算變壓器在最大輸入交流電壓時的，看磁芯是否飽和。由于，故半橋式變壓器原邊繞組所加電壓，可得計算可知，在輸入交流電壓最大時，所以原邊繞組匝數(shù)匝的選擇是合適的。副邊電路采用帶有中間抽頭的全波整流濾波電路，設輸出方波脈沖占空比=0.4,輸出電路二極管壓降為、扼流圈壓降為，取+=1.5V,則變壓器負邊電壓為 （4）確定原邊最大工作電流在最低交流輸入電壓為180V時，變壓器原邊通過

11、的電流一定是最大可能的工作電流，由經(jīng)驗公式可得，原邊最大工作電流為。（5）選定導線線徑由于變壓器的工作頻率為50kHz,在此頻率下銅導線的穿透深度，考慮到趁膚效應的影響，一般所選的導線銅芯直徑要小于，即導線直徑要小于0.5914mm，另外，考慮銅線的電流密度可取36，由原、副邊最大工作電流就可確定出各自所需導線的截面積，進而選擇合適的導線。這里原邊采用銅芯直徑為053mm的漆包線進行2股并繞，副邊采用16股線徑為0.21mm的漆包線，絞結成4根并繞。 7 控制電路的設計本電源采用的方案是：將原系統(tǒng)的模擬移相控制芯片UC3875的功能全部使用數(shù)字控制器件實現(xiàn)，即由DSP芯片產(chǎn)生PWM波形，經(jīng)脈沖

12、隔離驅動電路分別給全橋變換器的四個功率開關管提供PWM信號?？刂葡到y(tǒng)硬件結構圖如圖41所示。8 移相脈沖生成方法對移相全橋電路來說，實現(xiàn)數(shù)字控制系統(tǒng)的一個主要問題是如何產(chǎn)生移相脈沖。一般的是利用DSP的PWM口或者I/O口來產(chǎn)生脈沖，然后在DSP外面用硬件電路進行合成。TMS320LF2407A提供了兩個事件管理器EVA和EVB模塊，每個事件管理器模塊有3個全比較單元，共6個輸出引腳，稱之為6個通道，每個全比較寄存器對應于兩個PWM輸出，每個PWM電路帶有可編程死區(qū)和輸出極性控制。事件管理器模塊的全比較單元和PWM電路結構如圖 4-2所示：圖4-2 事件管理器模塊的全比較單元和PWM電路結構圖

13、我們可以得到由1個全比較單元產(chǎn)生的帶有可編程死區(qū)和輸出極性控制的PWM信號，對稱PWM波形如下圖。圖4-3對稱PWM波形圖考察ZVS全橋變換器的移相控制策略，需要四路獨立的驅動信號，并且滿足以下要求:(1)上下橋臂兩管的驅動波形180。互補；(2)四路驅動占空比大小固定，考慮到死區(qū)時間，取為0.47；(3)對角超前橋臂功率管的驅動信號依靠滯后橋臂功率管一個移相角，移相角大小范圍O180。，在系統(tǒng)閉環(huán)調節(jié)過程中動態(tài)調整。直接利用DSP內部兩個全比較單元(CMPRI和CMPRZ)輸出四路互補帶死區(qū)的移相脈沖，由于全比較單元CMPR3寄存器也一直在和通用定時器1進行比較，當發(fā)生一次比較匹配時，若相應

14、的比較中斷沒有被屏蔽，則相應的比較標志將置位并發(fā)出中斷請示信號，因此利用CMPR3寄存器產(chǎn)生的PWM信號用來作為電路的有功功率因數(shù)校正對功率開關管的信號控制。其產(chǎn)生波形如圖4-4所示。由全比較單元1輸出超前橋臂上下管脈沖互補通道對PWMI、PWM3，全比較單元2輸出滯后橋臂上下管脈沖互補通道PWMZ、PWM4。圖4-4直接生成移相角策略圖將通用定時器1設置為連續(xù)增/減計數(shù)模式，產(chǎn)生對稱PWM波形。在每個全比較單元對稱PWM波形發(fā)生的一個周期內都有兩次比較匹配。一次在周期匹配前的增計數(shù)期間，另一次是在周期匹配后的減計數(shù)期間。新的比較值也即根據(jù)反饋的輸出電壓與原邊電感電流的采樣值在匹配后更新了比較寄存器中的值，從而可以提前或推遲PWM信號的第二個邊沿的到來，即改變移相角的大小。對事件管理器寄存器EVA進行配置，產(chǎn)生PWM輸出的設置步驟如下：設置和裝載ACTRA寄存器；如果使能死區(qū)，則設置和裝載DBTCONA寄存器；設置和裝載TIPR周期寄存器，即規(guī)定PWM波形的周期；初始化CMPRI和CMPRZ；設置和裝載COMCONA寄存器；設置和裝載TICON寄存器，來啟動比較操作；更新CMPRI或CMPRZ寄存器的值，使輸出的PWM波形的占空比發(fā)生變化。由于諧振是移