電機驅(qū)動控制理論與應(yīng)用-第6章new5標量部分

1籠型感應(yīng)電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（VVVF系統(tǒng)）——轉(zhuǎn)差功率不變型調(diào)速系統(tǒng)第6章2本章提要變壓變頻調(diào)速的基本控制方式感應(yīng)電動機電壓－頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性*電力電子變壓變頻器的主要類型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)基于感應(yīng)電動機穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調(diào)速感應(yīng)電動機的動態(tài)數(shù)學(xué)模型和坐標變換基于動態(tài)模型按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)基于動態(tài)模型按定子磁鏈控制的直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)

36.1變壓變頻調(diào)速的基本控制方式

電機調(diào)速時需考慮的一個重要因素：

希望保持電機中每極磁通量m為額定值不變。

磁通太弱：沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費；

過分增大磁通：使鐵心飽和，從而導(dǎo)致過大的勵磁電流，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。4對于直流電機，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應(yīng)有恰當?shù)难a償，m保持不變是很容易做到的。在交流感應(yīng)電機中，磁通m由定子和轉(zhuǎn)子磁勢合成產(chǎn)生，自身難以實現(xiàn)。

5

定子每相電動勢（6-1）

式中：Eg

—氣隙磁通在定子每相中感應(yīng)電動勢的有效值，單位為V；—定子頻率，單位為Hz；

—定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)；

—基波繞組系數(shù)；

—每極氣隙磁通量，單位為Wb。

f1NskNsm6

由式（6-1）可知，只要控制好Eg

和f1，便可達到控制磁通m

的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。

71.基頻以下調(diào)速

由式（6-1）可知，要保持m

不變，當頻率f1

從額定值f1N

向下調(diào)節(jié)時，必須同時降低Eg

，使常值

（6-2）

即采用恒值電動勢頻率比的控制方式。

定子氣隙電動勢難以直接控制??！

8

感應(yīng)電動機的Ｔ型等效電路

(3)

由于定子阻抗較小，當電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認為定子相電壓和電動勢相等Us≈Eg

恒壓頻比的控制方式，即固定定子電壓和頻率的比值

恒壓頻比的控制方式9

但是，在低頻時

Us

和Eg

都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓Us

抬高一些，以便近似地補償定子壓降。帶定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的b線，無補償?shù)目刂铺匦詣t為a線。

10OUsf1圖6-1

恒壓頻比控制特性

帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性UsNf1Na

—無補償

b

—帶定子壓降補償

112.基頻以上調(diào)速

在基頻以上調(diào)速時，頻率應(yīng)該從f1N

向上升高，但定子電壓Us

卻不可能超過額定電壓UsN

，最多只能保持Us

=UsN

，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。

12f1N

變壓變頻控制特性圖6-2感應(yīng)電機變壓變頻調(diào)速的控制特性

UsUsNΦmNΦmΦmUsf1O136.2感應(yīng)電動機電壓－頻率協(xié)調(diào)控制時

的機械特性本節(jié)提要恒壓恒頻正弦波供電時感應(yīng)電動機的機械特性基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性146.2.1恒壓恒頻正弦波供電時感應(yīng)電動機的

機械特性

第5章式(6-3）已給出感應(yīng)電機在恒壓恒頻正弦波供電時的機械特性方程式Te=f(s)。當定子電壓Us

和電源角頻率1

恒定時，可以改寫成如下形式：

（6-4）

15

特性分析（簡化）當s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則（6-5）

也就是說，當s很小時，轉(zhuǎn)矩近似與s成正比，機械特性Te=f（s）是一段直線，見圖6-3。16

特性分析（續(xù)）

當s接近于1時，可忽略式（6-4）分母中的Rr'

，則（6-6）即s接近于1時轉(zhuǎn)矩近似與s成反比，這時，Te=f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。17

機械特性

當s為以上兩段的中間數(shù)值時，機械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax圖6-3恒壓恒頻時感應(yīng)電機的機械特性186.2.2基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的

機械特性

由式（6-4）機械特性方程式可以看出，對于同一組轉(zhuǎn)矩Te

和轉(zhuǎn)速n（或轉(zhuǎn)差率s）的要求，電壓Us

和頻率1

可以有多種配合。在Us

和1的不同配合下機械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓－頻率協(xié)調(diào)控制。

191.恒壓頻比控制（Us/1

）

在第6-1節(jié)中已經(jīng)指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機鐵心，發(fā)揮電機產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步轉(zhuǎn)速自然要隨頻率變化。

（6-7）

20

在式（6-5）所表示的機械特性近似直線段上，可以導(dǎo)出

（6-9）

帶負載時的轉(zhuǎn)速降落為

（6-8）

21

由此可見，當Us/1

為恒值時，對于同一轉(zhuǎn)矩Te

，s1是基本不變的，因而n

也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率1

時，機械特性基本上是平行下移，如圖6-4所示。它們和直流他勵電機變壓調(diào)速時的情況基本相似。22

所不同的是，當轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后，轉(zhuǎn)速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉(zhuǎn)矩值越小，可參看式(6-5)，對式(6-5)稍加整理后可得

（6-10）23

可見最大轉(zhuǎn)矩Temax

是隨著1的降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機的帶載能力

采用定子壓降補償，適當?shù)靥岣唠妷篣s，可以增強帶載能力，見圖6-4。24

機械特性曲線On圖6-4恒壓頻比控制時變頻調(diào)速的機械特性補償定子壓降后的特性252.恒

Eg/1

控制

下圖再次繪出感應(yīng)電機的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應(yīng)電動勢的意義如下：

Eg

—氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢；

Es

—定子全磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢；

Er

—轉(zhuǎn)子全磁通在轉(zhuǎn)子繞組中的感應(yīng)電動勢（折合到定子邊）。

返回目錄26圖6-5感應(yīng)電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動勢

Us1RsLlsL’lrLmR’r/sIsI0I’r

感應(yīng)電動機等效電路EgEsEr27

特性分析

如果在電壓－頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當?shù)靥岣唠妷篣s

的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持Eg/1

為恒值（基頻以下），則由式（6-1）可知，無論頻率高低，每極磁通m

均為常值。28

特性分析（續(xù)）由等效電路可以看出

（6-11）代入電磁轉(zhuǎn)矩關(guān)系式，得（6-12）

29特性分析（續(xù)）

利用與前相似的分析方法，當s很小時，可忽略式（6-12）分母中含s項，則

（6-13）

這表明機械特性的這一段近似為一條直線。30特性分析（續(xù)）

當s接近于1時，可忽略式（6-12）分母中的Rr'2

項，則

（6-14）

s值為上述兩段的中間值時，機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。31性能比較

將式（6-12）對s求導(dǎo)，并令dTe/ds=0，可得恒Eg/1控制特性在最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率

（6-15）

和最大轉(zhuǎn)矩（6-16）32性能比較（續(xù)）

值得注意的是，在式（6-16）中，當Eg/1

為恒值時，Temax

恒定不變，如下圖所示，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒Us/1

控制的性能。這正是恒Eg/1

控制中補償定子壓降所追求的目標。

33

機械特性曲線OnTemax恒Eg/1控制時變頻調(diào)速的機械特性343.恒

Er/1

控制

如果把電壓－頻率協(xié)調(diào)控制中的電壓再進一步提高，把轉(zhuǎn)子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒Er/1

控制，那么，機械特性會怎樣呢？由此可寫出（6-17）

35代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得

（6-18）

現(xiàn)在，不必再作任何近似就可知道，這時的機械特性完全是一條直線，見圖6-6。360s10Te

幾種電壓－頻率協(xié)調(diào)控制方式的特性比較圖6-6不同電壓－頻率協(xié)調(diào)控制方式時的機械特性恒Er/1控制恒Eg/1控制恒Us/1控制ab

c37

顯然，恒Er/1

控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機一樣的線性機械特性。這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能?，F(xiàn)在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的Er/1

呢？

38

按照式（6-1）電動勢和磁通的關(guān)系，可以看出，當頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（6-1）中，氣隙磁通的感應(yīng)電動勢Eg

對應(yīng)于氣隙磁通幅值m

，那么，轉(zhuǎn)子全磁通的感應(yīng)電動勢Er

就應(yīng)該對應(yīng)于轉(zhuǎn)子全磁通幅值rm

：（6-19）

39

由此可見，只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值rm=Constant進行控制，就可以獲得恒Er/1

了。這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，下面在第6-7節(jié)中將詳細討論。

404．幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較

綜上所述，在正弦波供電時，按不同規(guī)律實現(xiàn)電壓－頻率協(xié)調(diào)控制可得不同類型的機械特性。

（1）恒壓頻比（Us/1=Constant）控制最容易實現(xiàn)，它的變頻機械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調(diào)速要求，但低速帶載能力有些差強人意，須對定子壓降實行補償。

41

（2）恒Eg/1

控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償?shù)臉藴?，可以在穩(wěn)態(tài)時達到rm=Constant，從而改善了低速性能。但機械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力仍受到限制。

42

（3）恒Er/1

控制可以得到和直流他勵電機一樣的線性機械特性，按照轉(zhuǎn)子全磁通rm

恒定進行控制，即得

Er/1=Constant

而且，在動態(tài)中也盡可能保持rm

恒定是矢量控制系統(tǒng)的目標，當然實現(xiàn)起來是比較復(fù)雜的。436.2.3基頻以上恒壓變頻時的機械特性

性能分析

在基頻以上變頻調(diào)速時，由于定子電壓Us=UsN

不變，式（6-4）的機械特性方程式可寫成

（6-20）

44性能分析（續(xù)）

而式（6-10）的最大轉(zhuǎn)矩表達式可改寫成（6-21）

同步轉(zhuǎn)速的表達式仍和式（6-7）一樣。45

機械特性曲線恒功率調(diào)速O<<<

由此可見，當角頻率提高時，同步轉(zhuǎn)速隨之提高，最大轉(zhuǎn)矩減小，機械特性上移，而形狀基本不變，如圖所示。圖6-7基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機械特性46

由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩的減小，但轉(zhuǎn)速升高了，可以認為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。47f1N

變壓變頻控制特性圖6-2感應(yīng)電機變壓變頻調(diào)速的控制特性

恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速UsUsNΦmNΦm恒功率調(diào)速ΦmUsf1O48

如果電機在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負載都能使電流達到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉(zhuǎn)矩也恒定，屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”性質(zhì)，而在基頻以上，轉(zhuǎn)速升高時轉(zhuǎn)矩降低，基本上屬于“恒功率調(diào)速”。49在等效電路上表示功率和損耗：調(diào)速效率分析50轉(zhuǎn)差功率調(diào)速效率分析負載不變時，轉(zhuǎn)差功率近似保持不變！----轉(zhuǎn)差功率不變型調(diào)速方法變壓變頻調(diào)速516.2.4恒流正弦波供電時的機械特性

在變頻調(diào)速時，保持感應(yīng)電機定子電流的幅值恒定，叫作恒流控制。

優(yōu)點：

安全可靠具有良好的動靜態(tài)性能

缺點：？52

轉(zhuǎn)子電流計算設(shè)電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由感應(yīng)電動機等效電路圖所示的等效電路在恒流供電情況下可得53轉(zhuǎn)子電流計算（續(xù)）電流幅值為(6-22）

54

電磁轉(zhuǎn)矩公式將式（6-22）代入電磁轉(zhuǎn)矩表達式得（6-23）55

最大轉(zhuǎn)矩及其轉(zhuǎn)差率

取dTe/dt=0，可求出恒流機械特性的最大轉(zhuǎn)矩值(6-24）產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率為(6-25）56

機械特性曲線

按上式繪出不同電流、不同頻率下的恒流機械特性示于圖6-8。圖6-8恒流供電時感應(yīng)電動機的機械特性TeOn57

性能比較(恒流與恒壓)

第5章式（5-4）和（5-5）給出了恒壓機械特性的最大轉(zhuǎn)差率和最大轉(zhuǎn)矩，現(xiàn)再錄如下：（5-4）（5-5）58性能比較（續(xù)）

比較恒流機械特性與恒壓機械特性，由上述表達式和特性曲線可得以下的結(jié)論：（1）恒流機械特性與恒壓機械特性的形狀相似，都有理想空載轉(zhuǎn)速點（s=0，Te=0）和最大轉(zhuǎn)矩點（sm

，Temax

）。59性能比較（續(xù)）（3）恒流機械特性的最大轉(zhuǎn)矩值與頻率無關(guān)，恒流變頻時最大轉(zhuǎn)矩不變，但改變定子電流時，最大轉(zhuǎn)矩與電流的平方成正比。

（2）兩類特性的特征有所不同，比較式（6-25）和式(6-4）可知，由于Lls<<Lm，所以，

sm|<<sm|

因此恒流機械特性的線性段比較平，而最大轉(zhuǎn)矩處形狀很尖。Is=const.Us=const.60性能比較（續(xù)）Is=const.Us=const.

（4）由于恒流控制限制了電流Is，而恒壓供電時隨著轉(zhuǎn)速的降低Is會不斷增大，所以在額定電流時Temax|的要比額定電壓時的Temax|小得多

提高帶負載能力的方法：短時加大定子電流，以產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩，參看圖6-8。61小結(jié)電壓Us與頻率1是變頻器—感應(yīng)電動機調(diào)速系統(tǒng)的兩個獨立的控制變量，在變頻調(diào)速時需要對這兩個控制變量進行協(xié)調(diào)控制。在基頻以下，有三種協(xié)調(diào)控制方式。采用不同的協(xié)調(diào)控制方式，得到的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能不同，其中恒Er/1控制的性能最好。在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調(diào)速方法。62

變頻調(diào)速控制技術(shù)采用電壓－頻率協(xié)調(diào)控制方式，控制簡單，可以產(chǎn)生較好的控制效果，調(diào)速范圍寬保持磁通恒定，屬于轉(zhuǎn)差功率不變控制方式，運行效率高采用先進控制方式，可以實現(xiàn)高性能調(diào)速性能小結(jié)

63恒壓頻比曲線的斜率。采用恒壓頻比控制方式帶動重負載（大于額定頻率的啟動轉(zhuǎn)矩）時，實現(xiàn)停機狀態(tài)上升到額定轉(zhuǎn)速的控制方案及電機電磁轉(zhuǎn)矩變化過程。討論返回目錄64*6.3電力電子變壓變頻器的主要類型本節(jié)提要交-交變壓變頻器交-直-交變壓變頻器新型結(jié)構(gòu)變壓變頻器65引言

改變電機供電電壓和頻率的方法

旋轉(zhuǎn)變頻機組

電力電子變壓變頻器交-交結(jié)構(gòu)交-直-交結(jié)構(gòu)66

交-交變壓變頻器圖6-9交-交（直接）變壓變頻器交－交變頻AC50Hz~ACCVCFVVVF67交-交變壓變頻器的基本電路結(jié)構(gòu)VRVFId-Id+--+負載50Hz~50Hz~u0圖6-9-a交-交變壓變頻器每一相的可逆線路68圖6-9–b三相橋式交交變頻電路

三相交交變頻電路69交-交變壓變頻器的控制方式整半周控制方式----獲得方波輸出電壓

正、反兩組按一定周期相互切換控制角在一個輸出電壓的周期內(nèi)保持不變圖6-9-c方波型平均輸出電壓波形tu0正組通反組通正組通反組通輸出電壓波形70

控制方式（2）

調(diào)制控制方式----獲得正弦波輸出電壓

方式：在每一組整流裝置導(dǎo)通期間不斷改變其控制角

以正向組導(dǎo)通的半個周期為例控制角

=/20/2

平均電壓u0=0

最大0712AOw

ta=a=0

p

2a=

pBCDEFu0圖6-10交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形輸出電壓波形72

單相交交變頻電路輸出電壓和電流波形圖6-11交-交變壓變頻器的輸出電壓與電流波形73所用的器件數(shù)量多，總體設(shè)備龐大；輸入功率因數(shù)較低，諧波電流含量大，頻譜復(fù)雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設(shè)備；其最高輸出頻率不超過電網(wǎng)頻率的1/3~1/2，調(diào)速范圍窄;調(diào)節(jié)周期長，動態(tài)響應(yīng)較慢。交-交變頻器的問題74

交-直-交變壓變頻器圖6-12

交-直-交（間接）變壓變頻器

變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻(CVCF)逆變DCACAC50Hz~整流75

交-直-交變壓變頻器SCR可控整流器六拍逆變器DCACAC50Hz~調(diào)頻調(diào)壓

可控整流器調(diào)壓、六拍逆變器調(diào)頻的交-直-交變壓變頻器（1）雙晶閘管結(jié)構(gòu)可控整流器調(diào)壓六拍逆變器調(diào)頻76

交-直-交變壓變頻器交-直-交PWM變壓變頻器變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻(CVCF)PWM逆變器DCACAC50Hz~調(diào)壓調(diào)頻C（2）二極管整流+PWM逆變器結(jié)構(gòu)77基本工作原理1）二極管不控整流器（2）二極管整流+PWM逆變器結(jié)構(gòu)78基本工作原理1）二極管不控整流器（2）二極管整流+PWM逆變器結(jié)構(gòu)電動狀態(tài)網(wǎng)側(cè)輸入電壓電流電流頻譜分布79基本工作原理1）二極管不控整流器（2）二極管整流+PWM逆變器結(jié)構(gòu)網(wǎng)側(cè)輸入電壓電流母線電壓發(fā)電狀態(tài)80CdVT1VT3VT5VT4VT6VT2ABCUd2Ud2RL圖6-17三相橋式逆變器主電路基本工作原理（2）二極管整流+PWM逆變器結(jié)構(gòu)2）三相PWM逆變器81

輸出波形

tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uAO'uAOuABiAiduBO'uCO'uOO'UdUd2Ud3Ud62Ud3電壓為方波波形

電流為近似正弦波波形2）三相PWM逆變器電壓為PWM波形

電流為正弦波波形821）逆變器同時實現(xiàn)調(diào)壓和調(diào)頻，結(jié)構(gòu)簡單；（2）二極管整流+PWM逆變器結(jié)構(gòu)優(yōu)點2）逆變器同時實現(xiàn)調(diào)壓和調(diào)頻，動態(tài)響應(yīng)不受中間直流環(huán)節(jié)濾波器參數(shù)的影響；

3）采用不可控的二極管整流器，電源側(cè)功率因數(shù)較高，且不受逆變輸出電壓大小的影響；4）采用高頻PWM控制技術(shù)，正弦基波的比重大，轉(zhuǎn)矩脈動小，提高了調(diào)速范圍和穩(wěn)態(tài)性能。831）網(wǎng)側(cè)輸入電流畸變較大，對電網(wǎng)造成諧波污染；（2）二極管整流+PWM逆變器結(jié)構(gòu)缺點2）電能只能單向流動，電機產(chǎn)生的再生電能不能回饋到電網(wǎng)，額外增加的能耗泄放電路造成能量消耗，效率降低。84（3）PWM整流四象限變頻器85（3）PWM整流四象限變頻器電網(wǎng)側(cè)輸入電壓電流電動狀態(tài)86（3）PWM整流四象限變頻器電網(wǎng)側(cè)輸入電流頻譜分布圖電動狀態(tài)87（3）PWM整流四象限變頻器發(fā)電狀態(tài)網(wǎng)側(cè)輸入電壓電流發(fā)電狀態(tài)電網(wǎng)輸入有功功率電網(wǎng)電壓電網(wǎng)輸入電流88新型變頻器基本結(jié)構(gòu)圖矩陣式交-交變壓變頻器雙向開關(guān)89新型變頻器優(yōu)點:結(jié)構(gòu)簡單可靠功率等級大能量自由雙向流動頻率調(diào)節(jié)范圍寬

缺點:不能連續(xù)調(diào)節(jié)頻率功率因數(shù)低轉(zhuǎn)矩脈動大

矩陣式交-交變壓變頻器輸出線電壓波形及其基波分量90新型變頻器多電平高壓變壓變頻器H橋輸出電壓總輸出電壓91新型變頻器多電平高壓變壓變頻器總輸出電壓H橋輸出電壓發(fā)電狀態(tài)電壓波形仍然存在再生電能回饋問題??！92新型變頻器四象限多電平高壓變壓變頻器93新型變頻器四象限多電平高壓變壓變頻器輸入電壓電流總輸出電壓94小結(jié)

返回目錄

交-交變頻器

二極管整流變頻器

PWM整流四象限變頻器

矩陣變換器

多電平高壓變頻器

956.4

變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制

(PWM)技術(shù)本節(jié)提要正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術(shù)電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術(shù)電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）96

六拍逆變器主電路結(jié)構(gòu)VT1~VT6――主電路開關(guān)器件

VD1~VD6――續(xù)流二極管VT3VT5VT4VT6VT2VT1976.4.1正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)1.PWM調(diào)制原理

等幅、等距、不等寬方波→正弦波調(diào)壓、調(diào)頻圖6-18PWM調(diào)制原理98★電路構(gòu)成★調(diào)制方法1、調(diào)制方式(單、雙極性)2、載波比(同步、異步)6.4.1正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)99

單相橋式PWM逆變電路

單相橋式PWM逆變電路

VT1VT2VT3VT41002.SPWM的調(diào)制方式如果在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在正或負的一種極性范圍內(nèi)變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。如果在正弦調(diào)制波半個周期內(nèi)，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負之間變化，叫做雙極性控制方式。101（1）單極性PWM控制方式102（2）雙極性PWM控制方式1033.PWM控制電路模擬電子電路采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實現(xiàn)上述的SPWM控制；數(shù)字化軟件實現(xiàn)104

模擬電子電路105

數(shù)字控制電路自然采樣法——只是把同樣的方法數(shù)字化，自然采樣法的運算比較復(fù)雜；規(guī)則采樣法——在工程上更實用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規(guī)則采樣法。106（1）自然采樣法原理將模擬量離散化

計算超越方程

計算復(fù)雜107（2）規(guī)則采樣法

以三角載波為周期，在每一個周期內(nèi)，將正弦波近似為不變值

計算簡化108規(guī)則采樣法原理正弦調(diào)制信號波式中，M稱為調(diào)制度，0≤M<1；r為信號波角頻率。從圖中可得

109因此可得三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度110用計算機實時控制產(chǎn)生SPWM波形的具體實現(xiàn)方法有：查表法——可以先離線計算出相應(yīng)的脈寬d等數(shù)據(jù)存放在內(nèi)存中，然后在調(diào)速系統(tǒng)實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。111實時計算法——事先在內(nèi)存中存放正弦函數(shù)和Tc/2值，控制時先查出正弦值，與調(diào)速系統(tǒng)所需的調(diào)制度M作乘法運算，再根據(jù)給定的載波頻率查出相應(yīng)的Tc/2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。112

由于PWM變壓變頻器的應(yīng)用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發(fā)生器，后來更進一步把它做在微機芯片里面，生產(chǎn)出多種帶PWM信號輸出口的電機控制用的8位、16位微機芯片和DSP。

注意：現(xiàn)在的電機控制專用單片機都帶有PWM信號生成模塊，無需再進行占空比的計算，只需要在相應(yīng)的比較寄存器中寫入調(diào)制波的瞬時值即可！1134.PWM調(diào)制方法載波比——載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比N，既

N=fc/fr

根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。114（1）異步調(diào)制

異步調(diào)制——載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的；在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱；115當fr較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小；當fr增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大。116（2）同步調(diào)制

同步調(diào)制——N等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步?；就秸{(diào)制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定；三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱；117為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)；fr很低時，fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除；fr很高時，fc會過高，使開關(guān)器件難以承受。118同步調(diào)制三相PWM波形

ucurUurVurWuuUN'uVN'Otttt000uWN'2Ud-2Ud119（3）分段同步調(diào)制把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同；在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低；120

分段同步調(diào)制方式121（4）混合調(diào)制

可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近。

目前常用：采用較高載波頻率的異步調(diào)制方式1225.PWM逆變器主電路及輸出波形圖6-19三相橋式PWM逆變器主電路原理圖調(diào)制電路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNN'C+C+urUurVurW2Ud2UdVT1VT4VT3VT6VT5VT2123圖6-20三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形

uuUN’OwtOOOOUd2-Ud2uVN’uWN’uUVuUNwtwtwtwtOwturUurVurWucUd23Ud2124*6.4.2消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)

控制技術(shù)

脈寬調(diào)制（PWM）的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波，減少諧波，以滿足交流電機的需要。要達到這一目的，除了上述采用正弦波調(diào)制三角波的方法以外，還可以采用直接計算的下圖中各脈沖起始與終了相位1，2，…2m的方法，以消除指定次數(shù)的諧波，構(gòu)成近似正弦的PWM波形。125特定諧波消去法的輸出波形圖6-21特定諧波消去法的輸出PWM波形126

對圖6-21的PWM波形作傅氏分析可知，其k次諧波相電壓幅值的表達式為(6-26）

i―以相位角表示的PWM波形第i個起始或終了時刻。

m―開關(guān)次數(shù)，即PWM波形變化次數(shù)特定諧波消去法的原理127

要消除第k次諧波分量，只須令式(6-26）等于零基波幅值為所要求的電壓值

求解出相應(yīng)的值圖6-21的輸出電壓波形有1/4周期按縱軸對稱的性質(zhì)。在1/4周期內(nèi)，有m個值，即m個待定參數(shù)，這些參數(shù)代表了可以用于消除指定諧波的自由度。特定諧波消去法的原理128

其中除了必須滿足的基波幅值外，尚有（m-1）個可選的參數(shù)，它們分別代表了可消除諧波的數(shù)量。例如，取m=5，可消除4個不同次數(shù)的諧波。常常希望消除影響最大的5、7、11、13

次諧波，就讓這些諧波電壓的幅值為零，并令基波幅為需要值，代入式(6-26）可得一組三角函數(shù)的聯(lián)立方程。特定諧波消去法的原理129……共5個方程采用數(shù)值法迭代求解出各開關(guān)時刻相位角，然后再利用1/4周期對稱性，計算出其余各值。130

由于上述數(shù)值求解方法的復(fù)雜性，而且對應(yīng)于不同基波頻率應(yīng)有不同的基波電壓幅值，求解出的脈沖開關(guān)時刻也不一樣，所以這種方法不宜用于實時控制，須用計算機離線求出開關(guān)角的數(shù)值，放入微機內(nèi)存，以備控制時調(diào)用。特定諧波消去法的實現(xiàn)131滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理

圖6-22 電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖負載L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT4*6.4.3電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制

技術(shù)132滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流

圖6-23 電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形133三相電流跟蹤型PWM逆變電路

圖6-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路

+-iUi*UV4+-iVi*V+-iWi*WV1V6V3V2V5UdUVWVT1VT4VT6VT2VT3VT5134三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形

135控制精度與開關(guān)頻率的關(guān)系

環(huán)寬選得較大，可降低開關(guān)頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；環(huán)寬選得較小，電流波形較好，開關(guān)頻率增大。

這是一對矛盾的因素，實用中，應(yīng)在充分利用器件開關(guān)頻率的前提下，選擇盡可能小的環(huán)寬。136小結(jié)SPWM方法及其實現(xiàn)指定次諧波消除PWM方法電流滯環(huán)跟蹤控制方法三種方法的比較SPWM方法性能優(yōu)良，采用規(guī)則采樣法計算量小，開關(guān)頻率高SHESPWM方法開關(guān)頻率低，但計算復(fù)雜電流滯環(huán)跟蹤控制方法精度高，響應(yīng)快，且易于實現(xiàn)。不同位置開關(guān)頻率不同，功率器件利用率不高1376.4.4電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)

（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）本節(jié)提要問題的提出空間矢量的定義電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制

138

問題的提出

經(jīng)典的SPWM控制使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形把逆變器和交流電動機視為一體，按照跟蹤圓形旋轉(zhuǎn)磁場來控制逆變器的工作。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制”磁鏈的圓形軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電壓空間矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”1391.空間矢量的定義

電機定子電壓是時間變量，各相繞組的空間位置不同

將三相繞組電壓定義為空間矢量uA0，uB0，uC0

。

合成空間矢量us：由三相定子電壓空間矢量相加合成

與合成磁場相近，是一個旋轉(zhuǎn)的空間矢量，幅值不變圖6-25電壓空間矢量

1402.電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系

三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表示的定子電壓方程式為(6-40）

式中

us—

定子三相電壓合成空間矢量；

Is—

定子三相電流合成空間矢量；Ψs—

定子三相磁鏈合成空間矢量。

141

近似關(guān)系

當電動機轉(zhuǎn)速不是很低時，忽略式(6-40）中的定子電阻壓降

則定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關(guān)系為(6-41）

(6-42）

或

142由式(6-41）和式(6-43）可得(6-44）

當磁鏈幅值一定時，電壓幅值的大小與供電電壓頻率成正比，其方向則與磁鏈矢量正交，即磁鏈圓的切線方向(6-43）

由電機學(xué)中的分析結(jié)果可知，磁通矢量143

磁場軌跡與電壓空間矢量運動軌跡的關(guān)系

磁鏈矢量在空間旋轉(zhuǎn)一周時，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動2弧度

電動機旋轉(zhuǎn)磁場的軌跡問題就轉(zhuǎn)化為電壓空間矢量的運動軌跡問題。

圖6-26旋轉(zhuǎn)磁場與電壓空間矢量的運動軌跡1443.六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場

（1）電壓空間矢量運動軌跡

圖6-27三相逆變器-感應(yīng)電動機調(diào)速系統(tǒng)主電路原理圖

145

開關(guān)工作狀態(tài)6種有效開關(guān)狀態(tài)2種無效狀態(tài)：VT1、VT3、VT5導(dǎo)通VT2、VT4、VT6導(dǎo)通共有8種工作狀態(tài)!146開關(guān)狀態(tài)表147

（a）開關(guān)狀態(tài)100的等效電路

設(shè)工作周期從100狀態(tài)開始，VT6、VT1、VT2導(dǎo)通各相對直流電源中點的電壓為

UAO’=Ud/2UBO’=UCO’=-Ud/2O+-iCUdiAiBidVT1VT6VT2

各開關(guān)控制模式的合成電壓空間矢量分析148（b）工作狀態(tài)100的合成電壓空間矢量三相的合成空間矢量為u1，其幅值等于Ud，方向沿A軸（即X軸）。u1uAO’-uCO’-uBO’ABC149（c）工作狀態(tài)110的合成電壓空間矢量

合成空間矢量變成圖中的u2

，它在空間上滯后于u1的相位為/3弧度，存在的時間也是/3

。u2uAO’-uCO’uBO’ABC150（d）每個周期的六邊形合成電壓空間矢量

u1u2u3u4u5u6u7

u8隨著逆變器工作狀態(tài)的切換，電壓空間矢量的幅值不變，而相位每次旋轉(zhuǎn)/3

，直到一個周期結(jié)束。

在一個周期中6個電壓空間矢量共轉(zhuǎn)過2弧度，形成一個封閉的正六邊形，如圖所示。151（2）定子磁鏈矢量端點的運動軌跡

電壓空間矢量與磁鏈矢量的關(guān)系

施加u1的結(jié)果是使定子磁鏈1

產(chǎn)生一個增量，其幅值與|u1|成正比，方向與u1一致。新的磁鏈為(6-45）

(6-46）

按照式(6-41）可以寫成152依此類推，可以寫成的通式(6-47）

(6-48）

總之，在一個周期內(nèi)，6個磁鏈空間矢量呈放射狀，矢量的尾部都在O點，其頂端的運動軌跡也就是6個電壓空間矢量所圍成的正六邊形。153電壓空間矢量與磁鏈矢量圖6-29六拍逆變器供電時電動機電壓空間矢量與磁鏈矢量的關(guān)系1544.電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制

如果交流電動機僅由六拍階梯波逆變器供電，磁鏈軌跡便是六邊形的旋轉(zhuǎn)磁場，電動機不能獲得勻速運行。如果想獲得更多邊形或逼近圓形的旋轉(zhuǎn)磁場，就必須在每一個期間內(nèi)出現(xiàn)多個工作狀態(tài)，以形成更多的相位不同的電壓空間矢量。155圓形旋轉(zhuǎn)磁場逼近方法PWM控制顯然可以適應(yīng)上述要求，問題是，怎樣控制PWM的開關(guān)時間才能逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場。線性組合法三段逼近法比較判斷法156

磁鏈矢量增量與電壓矢量、時間增量的關(guān)系

如果u1的作用時間t小于/3，則i

的幅值也按比例地減小，如圖5-30中的矢量?？梢?，在任何時刻，所產(chǎn)生的磁鏈增量的方向決定于所施加的電壓，其幅值則正比于施加電壓的時間。圖6-30磁鏈矢量增量與電壓矢量、時間增量的關(guān)系157

基本思路圖6-31逼近圓形時的磁鏈增量軌跡如果要逼近圓形，可以增加切換次數(shù)，設(shè)想磁鏈增量由圖中的11

，12

，13

，14

這4段組成。這時，每段施加的電壓空間矢量的相位都不一樣，可以用基本電壓矢量線性組合的方法獲得。

158

電壓空間矢量的6個扇區(qū)圖6-33電壓空間矢量的放射形式和6個扇區(qū)

159

線性組合的方法圖6-32電壓空間矢量的線性組合

設(shè)在一段換相周期時間T0中，可以用兩個矢量之和表示由兩個矢量線性組合后的電壓矢量us

，新矢量的相位為。160線性組合公式

可根據(jù)各段磁鏈增量的相位求出所需的作用時間t1和t2

。在圖6-32中，可以看出(6-49）

161

作用時間的確定這樣，根據(jù)各個開關(guān)狀態(tài)的線電壓表達式可以推出(6-52）162

比較式(6-52）和式(6-49），令實數(shù)項和虛數(shù)項分別相等，則163解t1和t2

，得(6-53）

(6-54）

164

零矢量的使用T0與t1+t2未必相等，剩余時間用零矢量

u7或

u8來填補。為了減少功率器件的開關(guān)次數(shù)，一般使

u7和

u8各占一半時間，因此(6-55）

≥0165

開關(guān)狀態(tài)順序原則

在實際系統(tǒng)中，應(yīng)該盡量減少開關(guān)狀態(tài)變化時引起的開關(guān)損耗，因此不同開關(guān)狀態(tài)的順序必須遵守下述原則：每次切換開關(guān)狀態(tài)時，只切換一個功率開關(guān)器件，以滿足最小開關(guān)損耗。

166舉例

該扇區(qū)包含的電壓空間矢量

u1，u2，u7，u8

對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)

100，110，111，000167

為了使電壓波形對稱，把每種狀態(tài)的作用時間都一分為二。若電壓空間矢量的作用序列為：

1>>2>>7>>8>>8>>7>>2>>1100110111

000000111110100相鄰兩個矢量切換時，多個開關(guān)的狀態(tài)發(fā)生了變化！開關(guān)狀態(tài)舉例168修改后的切換順序：

8>>1>>2>>7>>7>>2>>1>>8000100110111111110100000

開關(guān)狀態(tài)

每次只切換一個開關(guān)！169

T0

區(qū)間的電壓波形

圖6-34第Ⅰ扇區(qū)內(nèi)一段區(qū)間的開關(guān)序列與逆變器三相電壓波形虛線間的每一小段表示一種工作狀態(tài)

170提高性能如上所述，如果一個扇區(qū)分成4個小區(qū)間，則一個周期中將出現(xiàn)24個脈沖波，而功率器件的開關(guān)次數(shù)還更多，須選用高開關(guān)頻率的功率器件。當然，一個扇區(qū)內(nèi)所分的小區(qū)間越多，就越能逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場。171等效相電壓推導(dǎo)172等效相電壓推導(dǎo)173等效相電壓波形1741)利用電壓空間矢量直接生成三相PWM波，開關(guān)狀態(tài)的控制更加直接，并適合用數(shù)字化方法實現(xiàn)2)采用SVPWM控制時，逆變器輸出線電壓基波最大值為直流側(cè)電壓，這比一般的SPWM逆變器輸出電壓提高了15%。返回目錄小結(jié)SVPWM具有以下特點：1756.5基于感應(yīng)電動機穩(wěn)態(tài)模型的變壓

變頻調(diào)速系統(tǒng)本節(jié)提要轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)——通用變頻器-感應(yīng)電動機調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)1761.系統(tǒng)組成M3~電壓檢測泵升限制電流檢測溫度檢測電流檢測單片機顯示設(shè)定接口PWM發(fā)生器驅(qū)動電路~URUIR0R1R2RbVTbKR0R1RbR26.5.1轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)1772.電路分析主電路——由二極管整流器UR、PWM逆變器UI和中間直流電路三部分組成，一般都是電壓源型的，采用大電容C濾波，同時兼有無功功率交換的作用。178主電路（續(xù)）限流電阻：為了避免大電容C在通電瞬間產(chǎn)生過大的充電電流，在整流器和濾波電容間的直流回路上串入限流電阻（或電抗），通上電源時，先限制充電電流，再延時用開關(guān)K將短路，以免長期接入時影響變頻器的正常工作，并產(chǎn)生附加損耗。179主電路（續(xù)）泵升限制電路——由于二極管整流器不能為感應(yīng)電機的再生制動提供反向電流的通路，所以除特殊情況外，通用變頻器一般都用電阻吸收制動能量。減速制動時，感應(yīng)電機進入發(fā)電狀態(tài)，首先通過逆變器的續(xù)流二極管向電容C充電，當中間直流回路的電壓（通稱泵升電壓）升高到一定的限制值時，通過泵升限制電路使開關(guān)器件導(dǎo)通，將電機釋放的動能消耗在制動電阻上。為了便于散熱，制動電阻器常作為附件單獨裝在變頻器機箱外邊。180圖6-38三相二極管整流電路的輸入電流波形主電路（續(xù)）進線電抗器——二極管整流器雖然是全波整流裝置，但由于其輸出端有濾波電容存在，因此輸入電流呈脈沖波形，如圖6-38所示。181

這樣的電流波形具有較大的諧波分量，使電源受到污染。為了抑制諧波電流，對于容量較大的PWM變頻器，都應(yīng)在輸入端設(shè)有進線電抗器，有時也可以在整流器和電容器之間串接直流電抗器。還可用來抑制電源電壓不平衡對變頻器的影響。182電路分析（續(xù)）控制電路——現(xiàn)代PWM變頻器的控制電路大都是以微處理器為核心的數(shù)字電路，其功能主要是接受各種設(shè)定信息和指令，再根據(jù)它們的要求形成驅(qū)動逆變器工作的PWM信號，再根據(jù)它們的要求形成驅(qū)動逆變器工作的PWM信號。微機芯片主要采用8位或16位的單片機，或用32位的DSP，現(xiàn)在已有應(yīng)用RISC的產(chǎn)品出現(xiàn)。183控制電路（續(xù)）PWM信號產(chǎn)生——可以由微機本身的軟件產(chǎn)生，由PWM端口輸出，也可采用專用的PWM生成電路芯片。檢測與保護電路——各種故障的保護由電壓、電流、溫度等檢測信號經(jīng)信號處理電路進行分壓、光電隔離、濾波、放大等綜合處理，再進入A/D轉(zhuǎn)換器，輸入給CPU作為控制算法的依據(jù)，或者作為開關(guān)電平產(chǎn)生保護信號和顯示信號。184控制電路（續(xù)）信號設(shè)定——需要設(shè)定的控制信息主要有：U/f特性、工作頻率、頻率升高時間、頻率下降時間等，還可以有一系列特殊功能的設(shè)定。由于通用變頻器-感應(yīng)電動機系統(tǒng)是轉(zhuǎn)速或頻率開環(huán)、恒壓頻比控制系統(tǒng)，低頻時，或負載的性質(zhì)和大小不同時，都得靠改變U/f函數(shù)發(fā)生器的特性來補償，使系統(tǒng)達到恒定，甚至恒定的功能（見第6.2.2節(jié)），在通用產(chǎn)品中稱作“電壓補償”或“轉(zhuǎn)矩補償”。185補償方法

實現(xiàn)補償?shù)姆椒ㄓ袃煞N：一種是在微機中存儲多條不同斜率和折線段的U/f

函數(shù)，由用戶根據(jù)需要選擇最佳特性；另一種辦法是采用霍爾電流傳感器檢測定子電流或直流回路電流，按電流大小自動補償定子電壓。但無論如何都存在過補償或欠補償?shù)目赡埽@是開環(huán)控制系統(tǒng)的不足之處。186控制電路（續(xù)）給定積分——由于系統(tǒng)本身沒有自動限制起制動電流的作用，因此，頻率設(shè)定信號必須通過給定積分算法產(chǎn)生平緩升速或降速信號，升速和降速的積分時間可以根據(jù)負載需要由操作人員分別選擇。綜上所述，PWM變壓變頻器的基本控制作用如圖6-39所示。近年來，許多企業(yè)不斷推出具有更多自動控制功能的變頻器，使產(chǎn)品性能更加完善，質(zhì)量不斷提高。187控制電路（續(xù)）tff*ufu斜坡函數(shù)U/f曲線脈沖發(fā)生器驅(qū)動電路工作頻率設(shè)定升降速時間設(shè)定電壓補償設(shè)定PWM產(chǎn)生圖6-39PWM變壓變頻器的基本控制作用

1886.5.2轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻

調(diào)速系統(tǒng)0.問題的提出

前節(jié)所述的轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)可以滿足平滑調(diào)速的要求，但靜、動態(tài)性能都有限，要提高靜、動態(tài)性能，首先要用轉(zhuǎn)速反饋閉環(huán)控制。轉(zhuǎn)速閉環(huán)系統(tǒng)的靜特性比開環(huán)系統(tǒng)強，這是很明顯的，但是，是否能夠提高系統(tǒng)的動態(tài)性能呢？還得進一步探討一下。

189

電力傳動的基本控制規(guī)律

電機的基本運動方程式

提高調(diào)速系統(tǒng)動態(tài)性能主要依靠控制轉(zhuǎn)速的變化率d/dt

，根據(jù)基本運動方程式，控制電磁轉(zhuǎn)矩就能控制d/dt

，因此，歸根結(jié)底，調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)性能就是控制轉(zhuǎn)矩的能力。190

按照第6.2.2節(jié)恒Eg

/1

控制（即恒m

控制）時的電磁轉(zhuǎn)矩公式(6-12）重寫為1.轉(zhuǎn)差頻率控制的基本概念191代入上式，得

(6-59）

令s=s1

，并定義為轉(zhuǎn)差角頻率；

，是電機的結(jié)構(gòu)常數(shù)；

將

192則

當電機穩(wěn)態(tài)運行時，s值很小，因而s也很小，只有1的百分之幾，可以認為sLlr'<<Rr'，則轉(zhuǎn)矩可近似表示為193

(6-61）

在s值很小的穩(wěn)態(tài)運行范圍內(nèi)，如果能夠保持氣隙磁通m不變，感應(yīng)電機的轉(zhuǎn)矩