RF射頻功率的測(cè)量和控制技巧干貨分享

環(huán)測(cè)礙rs則環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/如通常所理解的，術(shù)語(yǔ)對(duì)數(shù)放大器是指計(jì)算輸入信號(hào)包絡(luò)的對(duì)數(shù)的裝置。在AD8307的響應(yīng)中，500-MHz90-dB對(duì)數(shù)放大器，對(duì)于由1OO-kHz三角波調(diào)制的10-MHz正弦波（見圖8）,請(qǐng)注意示波器照片上的輸入信號(hào)由許多10MHz信號(hào)的周期，使用示波器的time/div旋鈕壓縮在一起。我們這樣做是為了顯示信號(hào)的包絡(luò)，重復(fù)頻率低得多，頻率為100kHz。隨著信號(hào)包絡(luò)線性增加，我們可以在輸出響應(yīng)中看到特征log（x）形式。相反，如果我們的測(cè)量設(shè)備是線性包絡(luò)檢測(cè)器（例如二極管檢測(cè)器），則輸出仍然是三波。圖8：對(duì)數(shù)放大器對(duì)線性包絡(luò)線斜坡的響應(yīng)因此，對(duì)數(shù)放大器給出了對(duì)數(shù)域中信號(hào)的交流幅度的指示。通常，對(duì)數(shù)放大器用于測(cè)量信號(hào)強(qiáng)度，而不是檢測(cè)信號(hào)內(nèi)容。用于描述這種類型的對(duì)數(shù)放大器的術(shù)語(yǔ)“解調(diào)”有點(diǎn)誤導(dǎo)，但由于對(duì)數(shù)放大器恢復(fù)信號(hào)包絡(luò)的對(duì)數(shù)（類似于解調(diào)AM的過程），術(shù)語(yǔ)解調(diào)已被采用來描述這種類型的設(shè)備。解調(diào)對(duì)數(shù)放大器的操作對(duì)數(shù)放大器簡(jiǎn)化框圖的核心（見圖9）是一個(gè)級(jí)聯(lián)放大器鏈。這些放大器具有線性增益，通常介于10到20dB之間。為簡(jiǎn)單起見，我們選擇了5個(gè)放大器鏈，CTB每個(gè)放大器的增益為20dB或10倍?，F(xiàn)在，想象一下小的正弦波被饋入鏈中的第一個(gè)放大器。在將第一個(gè)放大器應(yīng)用于第二個(gè)放大器之前，它將使信號(hào)上升10倍。因此，當(dāng)信號(hào)通過每個(gè)后續(xù)級(jí)時(shí)，它會(huì)被放大20dB?！闕VIVSLfel!(JdHVlogIVIViVm斗￡IVIVSLfel!(JdHVlogIVIViVm斗LunrLerGulpiuLOV.PASSFILTH圖9：對(duì)數(shù)放大器框圖現(xiàn)在，隨著信號(hào)沿著增益鏈向下移動(dòng)，它將在某個(gè)階段變得如此之大以至于它將開始削減或限制在精確的水平，并且在該示例中它已被設(shè)置為1Vpk。在信號(hào)進(jìn)入其中一個(gè)階段的限制之后（這發(fā)生在圖9中第三階段的輸出處），受限信號(hào)沿著信號(hào)鏈繼續(xù)向下，保持其1Vpk幅度。每個(gè)放大器輸出端的信號(hào)也饋入全波整流器（圖9中標(biāo)記為Det）。這些整流器的輸出如圖所示相加，夏季輸出應(yīng)用于低通濾波器以移除整流信號(hào)的紋波。這產(chǎn)生對(duì)數(shù)輸出（通常稱為“視頻”輸出），其將是穩(wěn)態(tài)交流輸入信號(hào)的穩(wěn)態(tài)直流輸出。要了解此信號(hào)轉(zhuǎn)換如何產(chǎn)生輸入信號(hào)包絡(luò)的對(duì)數(shù)，請(qǐng)考慮如果輸入信號(hào)降低20dB會(huì)發(fā)生什么。如圖所示，夏季的未過濾輸出大約為4Vpk（從3個(gè)階段開始限制，第4個(gè)階段即將開始限制。）如果我們將輸入信號(hào)減少10倍，則減少一個(gè)階段將是限制。此階段的電壓會(huì)將夏季輸出降低至約3V.如果我們將輸入信號(hào)再降低20dB，夏季輸出將降至約2V.因此，輸入每增加20dB，輸出就會(huì)改變1V.我們可以將對(duì)數(shù)放大器描述為具有斜率50mV/dB。這是二極管探測(cè)器的關(guān)鍵差異，其斜率mV/dB隨輸入電

平而變化。對(duì)數(shù)放大器的明顯優(yōu)勢(shì)在于它具有更高的動(dòng)態(tài)范圍和恒定的斜率。然而，二極管檢測(cè)器傳遞函數(shù)具有高水平精度很重要的優(yōu)點(diǎn)。由于二極管電路在高輸入電平時(shí)具有非常高的分辨率（即每dB的電壓更高），因此進(jìn)行小的功率調(diào)整將更容易。斜率和截距的傳遞函數(shù)與二極管檢測(cè)器電路的情況一樣，斜率和截距是定義對(duì)數(shù)放大器的傳遞函數(shù)的兩個(gè)規(guī)范。AD8313的900MHz傳輸功能，100MHz至2.5GHz65dB對(duì)數(shù)放大器（見圖10）顯示，輸入電壓在輸入端發(fā)生10dB變化時(shí)，輸出電壓變化約180mV。由此我們可以推斷出傳遞函數(shù)的斜率是18mV/dB。圖10：對(duì)數(shù)放大器的斜率和截距現(xiàn)在，我們可以看到，當(dāng)輸入信號(hào)下降到約_65dBm以下時(shí)，響應(yīng)開始變平，器件位于其范圍的底部。但是，如果我們推測(cè)傳遞函數(shù)的線性部分直到它到達(dá)水平軸，我們就會(huì)達(dá)到一個(gè)我們稱之為截距的點(diǎn)（在這種情況下約為-93dBm）。請(qǐng)注意，對(duì)數(shù)放大器規(guī)范中的慣例是指定這個(gè)x軸截距，而不是我們用來指定二極管探測(cè)器的y軸截距。環(huán)測(cè)佩fS則環(huán)測(cè)佩fS則環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/通過進(jìn)行簡(jiǎn)單的兩點(diǎn)校準(zhǔn)來確定特定器件的斜率，即，對(duì)于在線性工作范圍內(nèi)的兩個(gè)已知輸入電平測(cè)量輸出電壓。斜坡很簡(jiǎn)單，Slope=(Vo^-VoiXP^Pu)截距由等式給出,Intercept=Pj]-V(^/Slope一旦我們知道特定器件的斜率和截距，我們就可以計(jì)算出對(duì)數(shù)放大器的理想輸出電壓，適用于線性范圍內(nèi)的任何輸入電平(在這種情況下約為-65dBm至0dBm)，使用簡(jiǎn)單的公式，Vout=SI(jpe(Pin-Intercept)例如，如果輸入信號(hào)為-40dBm，輸出電壓將等于，18mV/dBx(-40dBm-(-93dBm))=095V值得注意的是，截距值的增加會(huì)降低輸出電壓。在實(shí)際系統(tǒng)中，我們將使用對(duì)數(shù)放大器根據(jù)測(cè)量的輸出電壓估算(未知)輸入信號(hào)。為此，我們重新排列等式[3],Pin=(Vout/Slopc)+Intercept對(duì)數(shù)一致性與我們檢查二極管檢測(cè)器的線性度的方式相同，我們可以繪制對(duì)數(shù)放大器響應(yīng)的線性度。談?wù)撊罩竞瘮?shù)的線性有點(diǎn)令人困惑，但更具體地說，我們感興趣的是設(shè)備的傳遞函數(shù)與log(x)數(shù)學(xué)函數(shù)的一致性。因此，對(duì)數(shù)一致性顯示器件保持其恒定斜率的范圍，并且還顯示輸入范圍內(nèi)的紋波或任何非線性。對(duì)數(shù)放大器的動(dòng)態(tài)范圍定義為斜率保持在某個(gè)誤差帶內(nèi)的范圍，通常為±1dB或±3dB。例如，在圖11中，±1dB動(dòng)態(tài)范圍約為95dB(從+5dBV至到-90dBV)。

圖11：對(duì)數(shù)放大器的對(duì)數(shù)一致性溫度穩(wěn)定性與二極管的情況一樣，我們還可以繪制對(duì)數(shù)放大器隨溫度的對(duì)數(shù)一致性，相對(duì)于計(jì)算的斜率和室溫截距。傳遞函數(shù)和日志的一致性AD8314—個(gè)45dB對(duì)數(shù)放大器，2.5GHz（圖12）表明溫度漂移和對(duì)數(shù)一致性在±40dB（-17dBV到-57dBV）的范圍內(nèi)，在±1dB誤差范圍內(nèi)。）在精密應(yīng)用中，設(shè)備不應(yīng)在此范圍之外運(yùn)行。請(qǐng)注意，對(duì)于0dBm（-13dBV）的輸入電平，25°C時(shí)的對(duì)數(shù)一致性誤差仍然非常好，大約為+0.7dB。然而，在溫度過高時(shí)，特別是在寒冷時(shí)，誤差會(huì)急劇增加到大約-2dB。由于大多數(shù)無線通信系統(tǒng)在最大功率下具有最嚴(yán)格的發(fā)射規(guī)范，因此需要在對(duì)數(shù)放大器的最大輸入電平上“退避”。環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/CTB環(huán)測(cè)佩臨拠HP「HP「HoiklLU圖12：對(duì)數(shù)放大器的溫度穩(wěn)定性dBV與dBm的RF系統(tǒng)中最廣泛使用的慣例是以dBm為單位指定功率，即相對(duì)于1mW的分貝。以功率表示的對(duì)數(shù)放大器輸入電平嚴(yán)格地是對(duì)流行慣例的讓步;像二極管探測(cè)器一樣，它們不響應(yīng)功率，而是響應(yīng)輸入電壓。dBV的使用更為正確。但是,由于大多數(shù)用戶在功率方面指定RF信號(hào)-更具體地說,相對(duì)于50Q的dBm-我們?cè)谥付▽?duì)數(shù)放大器的性能時(shí)使用dBV和dBm，顯示50的特殊情況下的等效dBm水平-Q環(huán)境。檢測(cè)快速RF脈沖現(xiàn)在考慮如果輸入信號(hào)不連續(xù)但脈沖打開和關(guān)閉會(huì)發(fā)生什么。對(duì)數(shù)放大器輸出對(duì)輸入變化的響應(yīng)時(shí)間將由輸出低通濾波器的RC時(shí)間常數(shù)決定（再次參見圖9）。環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/對(duì)于AD8310,440-MHz,95-dB對(duì)數(shù)放大器，響應(yīng)（見圖13）至【」100-MHz脈沖串，持續(xù)時(shí)間為300ns,10%到90%的上升時(shí)間（對(duì)數(shù)放大器響應(yīng)時(shí)間的常用量度）約為15ns。在實(shí)際應(yīng)用中，這使我們能夠檢測(cè)和測(cè)量短至約40ns的RF突發(fā)。圖13：對(duì)數(shù)放大器脈沖響應(yīng)將輸出低通濾波器的帶寬（通常稱為視頻帶寬）設(shè)置得非常高，將導(dǎo)致頻率接近或低于轉(zhuǎn)角頻率的輸入信號(hào)的殘余輸出紋波。AD8313對(duì)10kHz輸入突發(fā)的響應(yīng)會(huì)導(dǎo)致輸出紋波過大（見圖14），因?yàn)槠骷霓D(zhuǎn)折頻率在內(nèi)部設(shè)置為13MHz左右。然而，通過在輸出端增加單極點(diǎn)低通濾波器，可以很容易地糾正這個(gè)問題,而不會(huì)受到懲罰。環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/CNB環(huán)測(cè)礙臨測(cè)TiekkuieS.ocMSxssampleAfcMW??***)#?*■ana1.00viosvowncop?*』i.6￡v12lan1旳9AfcMW??***)#?*■ana1.00viosvowncop?*』i.6￡v12lan1旳91L：：21：2O圖14.對(duì)數(shù)放大器輸出紋波視頻帶寬和輸入信號(hào)帶寬不應(yīng)混淆。單片對(duì)數(shù)放大器通常具有最大輸入信號(hào)帶寬，范圍從50MHz到約2.5GHz,而這些設(shè)備的視頻帶寬通常在1到30MHz范圍內(nèi)。可以看到另一個(gè)有趣的效果（圖14,再次）；請(qǐng)注意，對(duì)數(shù)放大器響應(yīng)的衰減似乎比爆發(fā)的響應(yīng)慢得多。這是由正在發(fā)生的對(duì)數(shù)轉(zhuǎn)換的性質(zhì)產(chǎn)生的有趣效果。但請(qǐng)記住，在低輸入電平時(shí)，輸入信號(hào)的微小變化會(huì)對(duì)輸出電壓產(chǎn)生很大影響。例如，輸入電平從7mV到700“V（或約-30dBm到-50dBm）的變化與輸入電平從70mV到7mV的變化具有相同的效果。作為一個(gè)對(duì)數(shù)放大器，這是你所期望的。但是，如果我們用肉眼觀察輸入信號(hào)（即RF脈沖串），我們看不到mV范圍的微小變化。發(fā)生了什么（圖。14）是爆發(fā)不會(huì)立即關(guān)閉但會(huì)下降到某個(gè)水平然后以指數(shù)方式衰減到零?，F(xiàn)在，如果繪制衰減指數(shù)信號(hào)的對(duì)數(shù)，則得到一條類似于圖中尾部的直線。在實(shí)驗(yàn)室里。測(cè)試對(duì)數(shù)放大器脈沖響應(yīng)提供具有接近理想衰減的輸入信號(hào)是非常具有挑戰(zhàn)性的。常見的方法是使用來自發(fā)生器的脈沖對(duì)RF信號(hào)進(jìn)行門控，其中可以以非常高的分辨率調(diào)整脈沖寬度3。CTB環(huán)測(cè)佩臨剛輸入匹配對(duì)數(shù)放大器通常具有數(shù)百至數(shù)千歐姆的輸入阻抗。雖然可以使用電抗匹配技術(shù)將典型的50Q源阻抗轉(zhuǎn)換為更高的電平，但簡(jiǎn)單的電阻分流通?？商峁┳罴训恼w輸入匹配。在對(duì)數(shù)放大器輸入阻抗存在頻率依賴性的情況下尤其如此。通常，選擇稍大于50Q的分流電阻，它與對(duì)數(shù)放大器的較高輸入阻抗并聯(lián),可提供50Q的總輸入阻抗。圖15：對(duì)數(shù)放大器輸入匹配具有數(shù)字控制的典型射頻功率控制環(huán)路具有數(shù)字控制的典型RF功率控制環(huán)路（圖16）具有來自PA的PA信號(hào)（最大功率為+40dBm），其通過定向耦合器到達(dá)天線。定向耦合器的特征在于它們的耦合因子通常在10到30dB范圍內(nèi)，即輸出信號(hào)比主輸出小10到30dB。由于耦合輸出必須提供一些功率（在這種情況下是檢測(cè)器），耦合過程需要主輸出的一些功率。這表現(xiàn)為插入損耗，其對(duì)于較低的耦合因子而言更高。LO(PLL)Amplifitr環(huán)測(cè)佩臨測(cè)7RecelvE+20(Em環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/Duplexer^D6I22LO(PLL)Amplifitr環(huán)測(cè)佩臨測(cè)7RecelvE+20(Em環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/Duplexer^D6I22IF\CA25dBAttn.4dBmBasebandProcessorAD8314LogAmp孤mDirectionalCau()l￡r圖16：數(shù)字控制的RF傳輸系統(tǒng)在所示的示例中（圖16），耦合輸出在應(yīng)用于AD8314對(duì)數(shù)放大器之前必須進(jìn)一步衰減25dB（從早些時(shí)候回想一下，AD8314在低于約-4dBm的輸入電平時(shí)溫度非常穩(wěn)定。）AD8314的輸出在ADC中進(jìn)行數(shù)字化。對(duì)于8位ADC和40dB的檢測(cè)器動(dòng)態(tài)范圍，這將導(dǎo)致0.16dB/代碼（40dB/28）的分辨率。這種分辨率對(duì)于大多數(shù)精密應(yīng)用來說已經(jīng)足夠了。一旦檢測(cè)到發(fā)射功率并將其數(shù)字化，就使用DAC來調(diào)整系統(tǒng)。在這種情況下，通過改變IF處的可變?cè)鲆娣糯笃鳎╒GA）的增益來調(diào)節(jié)功率。這只是通過其他選項(xiàng)改變功率的一種方式，包括PA的偏置調(diào)整和基帶信號(hào)幅度的變化。該環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間將由數(shù)字控制電路控制。通常，與ADC和DAC的轉(zhuǎn)換速率以及數(shù)字處理時(shí)間相比，檢測(cè)器和VGA的反應(yīng)時(shí)間將很短。典型的模擬AGC環(huán)路在需要快速調(diào)節(jié)增益的情況下，數(shù)字控制AGC環(huán)路的固有延遲可能是不可接受的。在這種情況下，模擬AGC環(huán)路可能是一個(gè)很好的選擇。C迂C迂B師測(cè)HE糧測(cè)環(huán)測(cè)威宀網(wǎng)http〃www卄labcom/環(huán)測(cè)威呂網(wǎng)：/從通用版本的VGA輸出開始（圖17），該信號(hào)通常通過定向耦合器饋送到檢測(cè)器。檢測(cè)器的輸出驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器的輸入，配置為積分器。參考電壓驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器的同相輸入，運(yùn)算放大器積分器的輸出驅(qū)動(dòng)VGA的增益控制輸入?，F(xiàn)在，讓我們來看看這個(gè)電路是如何工作的。VinCdV/dt二1/C產(chǎn)VconioJVinCdV/dt二1/C產(chǎn)VconioJVri(ae)*Vref(e.g.IV)DetectorR圖17：模擬自動(dòng)增益控制環(huán)路首先假設(shè)VGA的輸出處于某個(gè)低電平，即積分器上的參考電壓為1V?低檢測(cè)器輸出導(dǎo)致積分電阻R上的電壓降。通過該電阻產(chǎn)生的電流只能來自積分電容器C.此方向的電流增加了積分器的輸出電壓。這個(gè)驅(qū)動(dòng)VGA的電壓會(huì)增加增益（我們假設(shè)VGA的增益控制輸入具有正感，即增加電壓會(huì)增加增益。）增益會(huì)增加，因此會(huì)增加放大器的輸出電平，直到檢測(cè)器輸出等于此時(shí)，通過電阻/電容的電流將減小到零，積分器輸出將保持穩(wěn)定，從而穩(wěn)定環(huán)路。如果電容器充電隨時(shí)間流逝，收益將開始減少。然而，這種泄漏將通過來自新降低的檢測(cè)器電壓的額外積分器電流快速校正。該電路的關(guān)鍵用途在于它不受VGA增益控制功能變化的影響。從靜態(tài)的角度來看，至少，增益和增益控制電壓之間的關(guān)系對(duì)整體傳遞函數(shù)沒有影響。根據(jù)Vref的值，積分器將增益控制電壓設(shè)置為產(chǎn)生所需輸出電平所需的任何電平。環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：環(huán)測(cè)威官網(wǎng)：/將消除增益控制功能中的任何溫度依賴性。此外，VGA的增益?zhèn)鬟f函數(shù)中的非線性不會(huì)出現(xiàn)在整體傳遞函數(shù)中（Vout與Vref）。唯一的要求是VGA的增益控制功能是單調(diào)的。然而，檢測(cè)器溫度穩(wěn)定至關(guān)重要。到目前為止所描述的電路被設(shè)計(jì)成產(chǎn)生用于改變輸入電平的恒定輸出電平。因?yàn)檫@導(dǎo)致恒定的輸出電平，所以檢測(cè)器不需要寬動(dòng)態(tài)范圍就變得清晰。我們只要求它對(duì)應(yīng)于設(shè)定點(diǎn)電壓Vref的輸入電平是溫度穩(wěn)定的。例如，先前討論的二極管檢測(cè)器電路在低電平下具有較差的溫度穩(wěn)定性但在高電平下具有合理的穩(wěn)定性，在水平輸出非常高的應(yīng)用中可能是一個(gè)很好的選擇。如果我們使用的探測(cè)器具有更高的動(dòng)態(tài)范圍，我們現(xiàn)在可以使用該電路在很寬的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)精確設(shè)置VGA輸出電平。為此，積分器參考電壓Vref是變化的。Vref上的電壓范圍直接來自探測(cè)器的傳遞函數(shù)。例如，如果檢測(cè)器為-20dBV的輸入電平提供0.5V電壓，當(dāng)檢測(cè)器輸入為-20dBV時(shí)，0.5V的參考電壓將導(dǎo)致環(huán)路穩(wěn)定（VGA輸出將大于此值VGA和探測(cè)器之間存在耦合因子。）變量Vout情況的動(dòng)態(tài)范圍由具有最小動(dòng)態(tài)范圍的環(huán)路中的設(shè)備（即VGA的增益控制范圍或探測(cè)器的線性動(dòng)態(tài)范圍）確定。再次注意，VGA不需要精確的增益控制功能。在這種情況下，VGA增益控制的動(dòng)態(tài)范圍定義為增加增益控制電壓導(dǎo)致增益增加的范圍?？梢酝ㄟ^改變積分器的RC時(shí)間常數(shù)來控制該環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間。將其設(shè)置為低電平將導(dǎo)致快速輸出穩(wěn)定，但可能導(dǎo)致輸出包絡(luò)振鈴。將RC時(shí)間常數(shù)設(shè)置為高將使環(huán)路具有良好的穩(wěn)定性，但會(huì)增加建立時(shí)間。值得注意的是，使用術(shù)語(yǔ)AGC（自動(dòng)增益控制）來描述這種電路結(jié)構(gòu)從根本