LED驅(qū)動電路設(shè)計課程-第5章

第5章應(yīng)用同步整流器提高高亮度（HB）LED驅(qū)動電路的效率第3章、第4章分別介紹了采用廉價的單芯片DC/DC變換器實現(xiàn)HBLED驅(qū)動電路的設(shè)計實例。然而由于這些廉價的單芯片DC/DC變換器芯片由于內(nèi)部開關(guān)管采用達(dá)林頓形式的復(fù)合晶體管連接方式，使得開關(guān)管的導(dǎo)通電壓不容忽略，最終導(dǎo)致電路的效率只能在70%左右甚至更低。即使采用外接MOSFET改善開關(guān)管的導(dǎo)通電壓降，使得電路效率可以提高到80%或更高一些。但是續(xù)流二極管的導(dǎo)通電壓在低電壓應(yīng)用中仍然不容忽略，這是導(dǎo)致驅(qū)動單只或兩只HBLED的效率低下的另一重要原因。因此，欲將HBLED驅(qū)動電路的效率做的更高，必須設(shè)法消除因開關(guān)管、續(xù)流二極管導(dǎo)通電壓造成的效率損失。最好的辦法就是采用開關(guān)電源技術(shù)中的同步整流器技術(shù)。本章以NCP1034和IRS2540的應(yīng)用實例講解應(yīng)用同步整流器技術(shù)實現(xiàn)HBLED驅(qū)動電路的實現(xiàn)方法。5.1NCP1034的功能分析5.1.1NCP1034簡介NCP1034時一種專為高性能帶有同步整流器的降壓型DC/DC變換器設(shè)計的控制IC，其最高工作電壓可達(dá)100V。NCP1034驅(qū)動一對N溝道MOSFET（相對P溝道MOSFET，N溝道MOSFET具有更優(yōu)異的性能）。其開關(guān)頻率從25kHz到500kHz，可以在效率和尺寸方面具有靈活性。其同步性能可以使單只或多只NCP1034同時工作時的開關(guān)頻率由外同步信號同步。輸出最低電壓可以達(dá)到內(nèi)部電壓基準(zhǔn)的1.25V，以適應(yīng)低輸出電壓的應(yīng)用。保護性能包括可設(shè)置的欠壓鎖定和芯片電流限制。NCP1034管腳功能NCP1034管腳功能管腳管腳名稱功能說明1℃set電流限制設(shè)置端，用一個該管腳到GND之間的電阻設(shè)置正或負(fù)電流限制閾值。2FB誤差放大器的反相輸入端。這一點通過輸出分壓電阻連接到穩(wěn)壓電路的輸出，用來設(shè)置輸出電壓并未誤差放大器提供反饋。3COMP誤差放大器的輸出端。通過外接電阻、電容網(wǎng)絡(luò)從這一管腳到GND一提供網(wǎng)絡(luò)補償。4軟啟動/關(guān)閉。該管腳為用戶提供可設(shè)置的軟啟動功能。外接電容器連接到該管腳和GND之間，以設(shè)置輸出電壓的軟啟動時間?？梢詫⒃摴苣_電壓拉低到0.3V以下關(guān)閉變換器。5SYNC內(nèi)部振蕩器可以用外部時鐘通過這個管腳同步，并且其它IC也通過這個管腳同步內(nèi)部振蕩器。如果不用這個功能，可以將這個管腳通過10k電阻接地。6PGND功率地。這個管腳提供了獨立的MOSFET驅(qū)動器的接地，并且連接到系統(tǒng)的大平面地。7LDRV低邊MOSFET驅(qū)動器輸出NCP1034管腳功能8DRVVCC這個管腳為低邊驅(qū)動器提供電源旁路，必須用一個不低于0.1μF高頻電容器通過這一管腳連接到功率地。9VB這個高邊驅(qū)動器的管腳必須連接到更高的輸入電壓，一個不低于0.1μF的高頻電容器必須從這個管腳連接到開關(guān)節(jié)點（半橋中點）。10HDRV高邊MOSFET驅(qū)動器輸出。11VS開關(guān)節(jié)點。這個管腳連接到高邊MOSFET的源極（低邊開關(guān)管的漏極）。這個管腳是高邊驅(qū)動器的返回端（公共端）。12VCC這個管腳為IC內(nèi)各單元提供電源。一個不低于0.1μF的高頻電容器連接到這個管腳與地之間。13℃IN過電流檢測輸入。一個電阻將這個管腳與低邊MOSFET漏極相連接，以限制流入這個管腳的電流。14GND內(nèi)部電壓基準(zhǔn)和控制電路的信號地。15RT定時電阻管腳。一個電阻連接到這個管腳與地之間來設(shè)置振蕩器的頻率。16UVLO欠壓鎖定（驅(qū)動器的極限電壓）管腳。用于設(shè)置欠壓閾值。NCP1034內(nèi)部原理框圖1．內(nèi)部電源供給首先看NCP1034的電源供給。芯片的電源供給要有內(nèi)部基準(zhǔn)電源，這個基準(zhǔn)電源不僅要為電路提供電壓基準(zhǔn)，還要為芯片內(nèi)部電路提供穩(wěn)定的電源電壓。除此之外還要有過、欠電壓鎖定功能。在NCP1043的欠電壓鎖定有：芯片電源電壓的欠電壓鎖定和外接欠電壓鎖定端。芯片電源電壓的欠電壓鎖定是檢測芯片電源電壓是否欠電壓，如果芯片電源電壓出現(xiàn)欠電壓就會導(dǎo)致輸出電平不夠，使得MOSFET不能徹底開通而損壞MOSFET。芯片外的欠電壓鎖定則是檢測整個電路的直流母線電壓是否過低，以確保電路是否能擠入正常工作狀態(tài)。從原理框圖看到：芯片欠電壓鎖定和外置欠電壓鎖定分別用了兩個遲滯比較器。當(dāng)芯片的電源電壓超過欠電壓鎖定閾值后，芯片欠電壓鎖定輸出高電位解鎖；外部欠電壓鎖定的外檢測電路檢測到的電壓超過解鎖電壓后外部欠電壓鎖定解鎖。只有這兩個比較器均輸出高電位，后面所接的與門才能輸出高電位，輸出電源OK信號。這時電路才可以工作。芯片欠電壓鎖定的解鎖電壓是8.9V，鎖定電壓是8.2V，遲滯回環(huán)0.7V；外電路解鎖電壓：1.25V，鎖定電壓1.15V。2．振蕩器與PWMNCP1034的振蕩器與其它PWM控制芯片原理基本相同，在NCP1034中僅需要一個外置定時電阻即可，通過改變外置定時電阻來改變開關(guān)頻率。定時電容則在NCP1034內(nèi)部實現(xiàn)。PWM的實現(xiàn)與常規(guī)的電壓型PWM控制芯片基本相同：將振蕩器中定時電容器的鋸齒波電壓送PWM比較器的同相輸入端，誤差放大器輸出信號送PWM比較器的反相輸入端。PWM比較器輸出就是所需要的脈沖寬度被調(diào)制后的脈沖串。用這個脈沖串的上升沿（高電平）將PWM的R-S鎖存器輸出置低電位。R-S鎖存器輸出置被低電位就會導(dǎo)致高邊輸出置低電位，對應(yīng)的是降壓型變換器的開關(guān)管關(guān)斷。

高邊輸出高電位需要PWM鎖存器輸出高電位，這個高電位需要振蕩器提供復(fù)位脈沖實現(xiàn)這就是圖5.2中振蕩器輸出送到PWM鎖存器S端和后面或門的振蕩器輸出復(fù)位脈沖。

3．過電流檢測

除了用于調(diào)整輸出電壓的誤差放大器、PWM比較器外，DC/DC變換器還需要過電流保護，一般的DC/DC變換器的過電流保大多采用“打嗝”控制方式，就是一旦檢測到過電流就立即關(guān)閉控制器輸出，使開關(guān)管關(guān)閉。經(jīng)過一個相對比較長的延時后重新恢復(fù)控制器輸出，如果這時還是過電流則再次關(guān)閉開關(guān)管，周而復(fù)始。NCP1034的過電流保護設(shè)置得很特別，它沒有電流檢測電阻，而是利用了低邊的MOSFET導(dǎo)通時電流流過導(dǎo)通電阻（Rds（on））的產(chǎn)生的電壓降。由于過電流會導(dǎo)致導(dǎo)通電阻（Rds（on））的產(chǎn)生比較大的電壓降。一旦這個電壓降超過保護閾值，高電平信號就會導(dǎo)致FAULT信號高電平，使高邊驅(qū)動輸出低電平，關(guān)閉高邊開關(guān)管，消除過電流故障。過電流保護時序圖需要注意的是，NCP1034并不是檢測開關(guān)管的實際電流而是流過低邊的作為續(xù)流二極管的MOSFET的電流初始值（高邊開關(guān)管關(guān)閉時的電流值）。由于FAULT信號高電平通過一個與門迫使ACON為高電平，這個高電平的ACON會使得為高電位。這個為高電位就會迫使FAULT信號維持高電平。這實際上就是關(guān)閉了NCP1034。于是輸出電壓下降，的高電位時軟啟動的（）端的20μA充電恒流源關(guān)閉，打開放電的1μA恒流源，使得電壓下降，當(dāng)電壓下降到0.3V時，電路重新啟動，并且是軟啟動，如果在軟啟動過程中還有過電流故障，則電路重新進入過電流保護狀態(tài)，直到過電流故障消除。需要注意的是，如果低邊不采用MOSFET作為同步整流器的續(xù)流“二極管”時，NCP1034的的過電流保護功能消失。這一點務(wù)必要注意。4．高、低邊驅(qū)動由于采用同步整流器的電路拓?fù)?，起到續(xù)流作用的器件就是低邊的MOSFET。因此一定不能造成高、低邊MOSFET同時道統(tǒng)的狀態(tài)，即使是暫短的瞬時也是不允許的，這就需要在兩個驅(qū)動輸出脈沖之間設(shè)置死區(qū)時間，高低邊輸出脈沖與死區(qū)時間的時序?qū)τ贜CP1034，這個死區(qū)時間典型值為60ns。只要MOSFET不是選的過大（實際上是柵極電荷過大），這個死區(qū)時間完全可以滿足要求。，嚴(yán)格的說這個死區(qū)時間是輸出驅(qū)動脈沖的下降時間tf+另一個輸出驅(qū)動脈沖的上升時間tr+死區(qū)帶隙時間，NCP1034的這三個時間分別為17ns+10ns+60ns，測試條件為驅(qū)動1.5nF下2V~9V或9V到2V需要的時間。從這一點看，在選擇開關(guān)管時，一定要注意由于不同的柵極電和所造成的tr、tf能否滿足要求。5.1.3NCP1034應(yīng)用電路分析

應(yīng)用NCP1034的帶有同步整流器的降壓型DC/DC變換器電路電路的輸入電壓、輸出電流與效率的關(guān)系可以看到：盡管上圖電路采用了同步整流器方式，但是的效率并不是很高。其原因是：其一圖5.5電路輸入電壓至少38V，而輸出僅5V。這時降壓比超過7，電路的最大占空比低于0.15，當(dāng)開關(guān)頻率200kHz時，開關(guān)管導(dǎo)通時間僅僅650ns（包括開通過程）。而續(xù)流作用的低邊MOSFET的導(dǎo)通電壓降約0.35V（NTD24N06在25℃管芯溫度的導(dǎo)通電阻42mΩ，而在150℃管芯溫度的導(dǎo)通電阻75.6mΩ，在5A電流下就是0.35V），這個電壓降并不比肖特基二極管的導(dǎo)通電壓降低多少。因此效率不會高；其二就是高邊開關(guān)的開關(guān)管的開關(guān)損耗占高邊開關(guān)管總損耗得很大部分。這樣我們會看到：低邊開關(guān)的導(dǎo)通電阻選擇不當(dāng)并不能明顯提高變換器的效率。電路的印制電路板圖電路的電路板的元件排布圖（絲印層）電路的實物照片由于以上的電路板圖及實物圖均為電路評估板，這與商品DC/DC變換器還有比較大的差距，但是其布線方式還是具有實際參考價值的。不僅如此，從可以從電路板圖及實物圖看到，電路板還有很大的空間可以消化掉。因此實際工程電路板應(yīng)該遠(yuǎn)小于評估電路板。電路元件明細(xì)元件序號數(shù)量元件類型參數(shù)精度封裝制造商制造商型號R91電阻1k21%1206VishayCRCW10261K20FKEAR51電阻3k91%1206VishayCRCW10263K90FKEAR31電阻4k71%1206VishayCRCW10264K60FKEAR21電阻5k61%1206VishayCRCW10265K60FKEAR11電阻16k91%1206VishayCRCW102616K9FKEAR61電阻20k1%1206VishayCRCW102620K0FKEA電路元件明細(xì)R11A,R11B,R11C,R11D,R11E5電阻12k1%1206VishayCRCW102612K0FKEAR41電阻110k1%1206VishayCRCW1206110KFKEAR7,R8,R103電阻10k1%1206VishayCRCW120610K0FKEA電路元件明細(xì)C81陶瓷貼片電容器1n810%1206KemetC1206C182K5FA?TUC61陶瓷貼片電容器12n10%1206KemetC1206C123K5FACTUC51陶瓷貼片電容器220n10%1206KemetC1206C224K5RACTUC71陶瓷貼片電容器330p10%1206KemetC2,C3,C4,C104陶瓷貼片電容器100n10%1206KemetC1206F104K1RACTUC9A,C9B,C9C3陶瓷貼片電容器47_/6.3V20%1210KemetC1210C476M9PAC7800C1A,C1B2陶瓷貼片電容器2.2_/100V10%1210MurataGRM32ER72A225KA35L電路元件明細(xì)L11SMD電感13_20%13x13Würth744355131VD11開關(guān)二極管MMSD4148SOD123ONSemiconductorMMSD4148T1GVD2112V穩(wěn)壓二極管MMSZ4699SOD123ONSemiconductorMMSZ4699T1GVF21N溝道功率MOSFETNTD3055DPAKONSemiconductorNTD3055?150GVF31N溝道功率MOSFETNTD24N06DPAKONSemiconductorNTD24N06T4GIC11帶有同步整流器的PWMICNCP1034SOIC16ONSemiconductorNCP1034DR2G5.2應(yīng)用NCP1034帶有同步整流器控制功能的PWM控制器實現(xiàn)高亮度（HB）LED驅(qū)動電路5.2.1實際電路及分析本節(jié)涉及的應(yīng)用NCP1034帶有同步整流器控制功能的HBLED驅(qū)動電路帶有恒流控制功能、PWM調(diào)光功能等。需要清楚的是由于輸入電壓高于輸出電壓，而且輸入與輸出之間不隔離，這樣電路拓?fù)渚涂梢赃x擇電路相對簡單，效率相對最高的降壓型變換器。這樣，電路就不一定需要對輸出電壓進行限制，而反激式LED驅(qū)動電路需要限制輸出電壓最主要的原因是限制開關(guān)管和二級管能承受的峰值電壓。由于需要恒流控制，而NCP1034的過電流保護并不能實現(xiàn)恒流控制，為了解決這個問題，可以利用NCP1034的“電壓”控制閉環(huán)改造成電流閉環(huán)。應(yīng)用NCP1034帶有同步整流器的HBLED驅(qū)動電路原理圖1．恒流控制分析從圖5.10中可以看到：除調(diào)光、恒流控制電路部分與圖5.5不同外，電路其它部分相同。恒流控制的基本方法是：在實處回路中串接電流檢測電阻R12（R12A與R12B并聯(lián)）。輸出電流流過R12產(chǎn)生電壓降，這個電壓降送外置電流誤差放大器（增益7.8倍，目的是降低電流檢測電阻的電壓，以減小電流檢測電阻的損耗）。外置電流誤差放大器輸出送NCP1034的反饋端，即NCP1034內(nèi)置的誤差放大器的反相輸入端，由于NCP1034內(nèi)置的誤差放大器同相輸入端接1.25V基準(zhǔn)電壓，故在正常工作狀態(tài)下，根據(jù)運算放大器輸入端虛短虛斷原理。這個誤差放大器的反相輸入端的輸入電壓也應(yīng)該是1.25V，對應(yīng)的電流檢測電阻的電壓對應(yīng)164mV。由于電流檢測電阻僅需要檢測基準(zhǔn)1.25V電壓的七點八分之一，因此電流檢測電阻的損耗隨之降低到1.25V時的七點八分之一，這對于低電壓功率變換來說，可以比較明顯的改善效率。由于降壓型變換器并不需要通過顯示輸出電壓來保護開關(guān)管，因此在這里沒有設(shè)置輸出電壓的限制。在驅(qū)動LED時，電路必須工作在恒流控制狀態(tài)，根本不會出現(xiàn)過電壓現(xiàn)象，如果輸出端開路（如個別LED開路等），輸出電壓無非與輸入電壓相等，只要接入LED這個電壓就會立即降下來。2．PWM調(diào)光現(xiàn)在的白光LED均采用藍(lán)光LED涂敷熒光粉產(chǎn)生的“白光”，由于熒光粉被激發(fā)所產(chǎn)生的“白光”能量頻譜隨激勵源的功率改變，為了保證白光LED的顯色性不變，需要在調(diào)光時LED電流幅值不能變。這樣就不能采用調(diào)節(jié)輸出電流的方式調(diào)光，而需要另尋途徑實現(xiàn)調(diào)光。由于LED的響應(yīng)速度非?？欤梢酝ㄟ^改變LED流過電流脈沖的大時間比例控制LED的等效平均值電流來改變LED功率，實現(xiàn)LED調(diào)光。在圖5.10電路中，采用外置PWM控制信號驅(qū)動晶體管VT4，使得VT4按控制信號導(dǎo)通與關(guān)斷，其中輸入高電平為關(guān)斷信號，高電平為工作信號，或者說調(diào)節(jié)控制信號低電平的脈沖寬度實現(xiàn)輸出電流脈沖寬度調(diào)節(jié)。晶體管VT4接NCP1034的軟啟動端。電路的元件明細(xì)元件序號數(shù)量元件類型參數(shù)精度封裝制造商制造商型號R141電阻0R1%1206VishayCRCW12060000Z0EAR111電阻3k31%1206VishayCRCW12063K30FKEAR6,R102電阻3k91%1206VishayCRCW12063K90FKEAR5,R152電阻4k71%1206VishayCRCW12064K70FKEAR81電阻9k11%1206VishayCRCW12069K10FKEAR2,R4,R9,R174電阻10k1%1206VishayCRCW120610K0FKEA電路的元件明細(xì)R1,R72電阻22k1%1206VishayCRCW120622K0FKEAR31電阻56k1%1206VishayCRCW120656K0FKEAR161電阻68k1%1206VishayCRCW120668K0FKEAR12A1電阻R241%1206RohmMCR18EZHFLR240R12B1電阻R271%1206RohmMCR18EZHFLR270電路的元件明細(xì)C101陶瓷貼片電容器1n10%1206KemetC1206C102K5RACTUC91陶瓷貼片電容器2n210%1206KemetC1206C222K5RACTUC81陶瓷貼片電容器10n10%1206KemetC1206C103K5RACTUYC71陶瓷貼片電容器820p10%1206KemetC1206C821K5RACTUC2,C3,C4,C5,C65陶瓷貼片電容器100n10%1206KemetC1206F104K1RACTU電路的元件明細(xì)C111陶瓷貼片電容器1u/50V10%1206TDKC3216X7R1H105KC11陶瓷貼片電容器4u7/100V10%1812UnitedChemi-ConKTS101B475K43N0T00L11SMD電感56u10%13x13CoilcraftMSS1260-563VD11開關(guān)二極管MMSD4148SOD123ONSemiconductorMMSD4148T1GVD21穩(wěn)壓二極管12VMMSZ4699SOD123ONSemiconductorMMSZ4699T1G電路的元件明細(xì)VT11NPN小信號晶體管MJD31DPAKONSemiconductorMJD31T4GVF2,VF32N溝道功率MOSFETNTD3055DPAKONSemiconductorNTD3055-150GVT41NPN小信號晶體管BC817SOT-23ONSemiconductorBC81740LT1GIC21雙運算放大器LM358SOIC8ONSemiconductorLM358DR2GIC11帶有同步整流器的PWMICNCP1034SOIC16ONSemiconductorNCP1034DR2G5.2.2測試結(jié)果及分析

1．輸出電流特性不同輸入電壓下對輸出電壓即電流的影響

輸出電壓為15V時輸入電壓對輸出電流的影圖中可以看到輸入電壓和輸出電壓的影響即使在共同作用下也不會超過10mA。這對于輸出電流為1300mA來說，變換是很小的，說明恒流控制功能很優(yōu)異。2．效率分析不同輸入電壓下的電路效率

3．調(diào)光特性分析PWM調(diào)光脈沖頻率可以選擇200~1000Hz，頻率太低就會出現(xiàn)類似熒光燈用50Hz整流器驅(qū)動使得閃爍，但是頻率太高會導(dǎo)致調(diào)光范圍過窄。調(diào)光信號占空比與輸出電流平均值的關(guān)系從圖中看到調(diào)光頻率為200Hz的調(diào)光范圍和線性度由于調(diào)光頻率為1000Hz的調(diào)光范圍和線性度。其原因是，PWM的每一次關(guān)閉LED不僅要關(guān)閉開關(guān)管，還要將驅(qū)動電路中的電感、輸出濾波電容器的能量釋放，將輸出電壓降低到LED不能工作的水平，由于這些都是能量的交換，需要一定的時間。在圖5.14看到：在200Hz調(diào)制頻率下調(diào)光有效信號可以從10%到95%。輸出電流的調(diào)節(jié)范圍可以從0到90%之間的任意值，而且在調(diào)光信號占空比在10%~90%范圍內(nèi)具有很好的線性度；調(diào)光頻率為1000Hz時調(diào)光信號不能被有效利用，輸出電流開始起調(diào)的調(diào)光信號占空比為40%。其原因還是調(diào)光的開、關(guān)需要時間，而隨著頻率的提高這個時間占用調(diào)光信號的有用時間的比例變大，從200Hz時的越8%上升到1000Hz的約40%。輸入電壓為48V、10只HBLED串聯(lián)條件下200Hz中等占空比調(diào)光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯(lián)條件下200Hz高占空比調(diào)光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯(lián)條件下200Hz低占空比調(diào)光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯(lián)條件下1000Hz中等占空比調(diào)光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯(lián)條件下1000Hz高占空比調(diào)光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯(lián)條件下1000Hz低占空比調(diào)光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯(lián)條件下輸出電壓對調(diào)光信號的延遲

5.3遲滯電流控制方式分析IRS2540/1是帶有同步整流器功能、專用于LED驅(qū)動IC，其目的就是要盡可能的提高驅(qū)動電路的效率，否則LED的高光效的優(yōu)勢蕩然無存。在實際上，降壓型LED驅(qū)動電路僅需要恒流功能而并不需要恒壓功能。而且，這個恒流功能最好是峰值電流型控制方式，這樣會使電路的可靠性更高。但是峰值電流型控制方式存在一個問題，當(dāng)占空比大于50%后需要斜坡補償才能穩(wěn)定工作，而斜坡補償與輸出電壓有關(guān)，如果輸出電壓不能確定則斜坡補償將無法確定。怎樣既能利用峰值電流的對電流優(yōu)異的控制性能還不需要斜坡補償將是最理想的。為什么要采用電流遲滯比較控制方式而不采用普通比較器控制方式？如果僅僅是采用普通比較器控制則會出現(xiàn)開關(guān)管稍一打開，電感電流即達(dá)到開關(guān)管管壁電流閾值，愈要馬上關(guān)閉開關(guān)管；二開關(guān)管剛剛關(guān)閉，電感電流就會降低到開關(guān)管開通電流閾值。于是就會出現(xiàn)開關(guān)管剛開通就立即關(guān)閉的現(xiàn)象，開關(guān)管始終工作在開關(guān)狀態(tài)，也就是說開關(guān)管實際是工作在“放大狀態(tài)”，其開關(guān)損耗之大可想而知。如果將比較器設(shè)計的比較遲滯，就可以比較好的結(jié)決問題。峰值電流控制方式中，有一種控制方式是遲滯電流控制方式。遲滯電流控制方式框圖其控制原理為：當(dāng)電流檢測電阻上的電壓尚未達(dá)到比較器輸入高電平閾值前，比較器輸出低電位，經(jīng)過反相器輸出高電平到驅(qū)動電路，經(jīng)過驅(qū)動電路令開關(guān)管VF導(dǎo)通。由于輸入電壓高于輸出電壓，兩者電壓差使電感電流上升，也就是輸出電流上升，電流檢測電阻RS電壓上升；由于輸出電流的上升，電流檢測電阻的電壓隨之上升。當(dāng)電流檢測電阻上電壓達(dá)到比較器輸入電壓閾值高電位時，比較器輸出高電壓，經(jīng)過反相器輸出低電位，最終使得驅(qū)動輸出低電平，從而關(guān)斷開關(guān)管VF，續(xù)流二極管VD導(dǎo)通接續(xù)電感電流。這時“輸入電壓”為零，低于輸出電壓，因而電感電流下降，對應(yīng)的電流檢測電阻電壓隨之降低。當(dāng)電流檢測電阻的電壓開始達(dá)到比較器輸入閾值低電位時，比較器輸出高電位時的驅(qū)動輸出高電位，從而開通開關(guān)管VF。從上述分析開關(guān)管的開通期間為輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值低電位開始到輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值高電位為止；同樣，開關(guān)管的關(guān)斷期間為輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值高電位開始到輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值低電位為止。遲滯比較型控制方式的電感電流、比較器輸出級開關(guān)管柵—源極電壓波形圖中：ITHH、IAV、ITHL、VCOM、VGS分別為比較器輸入閾值電壓高電平、電感電流平均值（電流檢測電阻上的電壓平均值）、比較器輸入閾值電壓低電平、比較器輸出電壓、開關(guān)管柵—源極電壓。也可以采用時間延遲方法實現(xiàn)電流遲滯比較控制方式。時間遲滯控制方式框圖其控制方式為：當(dāng)電流檢測電阻上的電壓達(dá)到比較器基準(zhǔn)電壓Vref，比較器將輸出低電位，由于比較器輸出到驅(qū)動電路的輸入還需要一個時間延遲環(huán)節(jié)，因此在比較器輸出電壓從低電平轉(zhuǎn)換到高電平時開關(guān)管仍舊導(dǎo)通，電感電流仍舊上升。只有經(jīng)過時間延遲tdr后驅(qū)動輸出才能變?yōu)榈碗娢?，開關(guān)管VF才能關(guān)斷；同理，只有電流檢測電阻的電壓下降到比較器基準(zhǔn)電壓后在經(jīng)過一個時間延遲，開關(guān)管VF才能開通。相關(guān)波形如圖。采用時間延遲的方法實現(xiàn)電流遲滯控制的相關(guān)波形如果為了提高效率，還可以將圖5.24電路中的續(xù)流二極管改用開關(guān)管，實現(xiàn)同步整流器控制方式。這樣，控制電路就需要高、低邊驅(qū)動輸出方式，這樣高、低邊開關(guān)管就需要相互之間的死區(qū)，這個實際上就是時間延遲。帶有同步整流器的時間遲滯控制框圖在IRS2540中，所采用的遲滯控制是采用了時間遲滯的方法，其原因可能是反正是需要高、低邊的死區(qū)時間，索性就拿這個死區(qū)時間作為時間延遲就是了，這樣可以簡化比較器（常規(guī)比較器所用的晶體管總會比遲滯比較器用得少）。5.4IRS2540的功能分析IRS2540管腳功能描述管腳符號功能1VCC芯片電源2COM芯片參考端（芯片的功率與信號“地”）3IFB電流反饋4ENN輸出過電壓保護（大于2V高邊輸出低電位，低邊輸出高電位）5LO低邊輸出6VS高邊參考端7HO高邊輸出8VB高邊懸浮電源+IRS2540管腳功能原理框圖欠壓鎖定分析在上電過程中，芯片電源電壓未上升到欠壓鎖定的解鎖電壓（典型值9V）時，欠壓鎖定輸出低電位。在這種狀態(tài)下高、低邊輸出均為低電位，即高、低邊開關(guān)管均處于關(guān)斷狀態(tài)；當(dāng)芯片電源電壓上升到欠壓鎖定的解鎖電壓后，欠壓鎖定輸出高電位，電路進入正常工作狀態(tài)；當(dāng)芯片電源供電電壓值下降到欠壓鎖定的鎖定電壓值時，欠壓鎖定動作，將高、低邊輸出鎖定在低電位輸出狀態(tài)；要想讓芯片再次工作，需要將芯片電源電壓上升到解鎖電壓值以上。內(nèi)置基準(zhǔn)電壓分析內(nèi)置基準(zhǔn)電壓為輸出過電壓關(guān)閉和輸出電流檢測提供電壓基準(zhǔn)。為輸出過電壓關(guān)斷提供2V的電壓基準(zhǔn)，為輸出電流檢測提供0.5V的電壓基準(zhǔn)。為輸出過電壓關(guān)斷提供的比較高的電壓基準(zhǔn)是為了盡可能的降低對電磁干擾的敏感度；而為電流檢測提供的低電壓的電壓基準(zhǔn)則是為了盡可能降低輸出電流檢測電阻上的損耗。由于電流檢測電路的阻抗很低，因此對電磁干擾相對不敏感，故可以選擇比較低的基準(zhǔn)電壓。20μs定時器的看門狗與1μs脈沖發(fā)生器分析由于IRS2540高邊輸出的電源是采用自舉電路的方式獲得，需要在高邊輸出低電位、低邊輸出高電位時高邊自舉電路對“儲能”電容器充電。如果輸出端開路或檢測的負(fù)載電流對應(yīng)的電壓始終低于0.5V，再會出現(xiàn)輸出始終未高電位，即高邊開關(guān)管始終導(dǎo)通。這樣，高邊自舉電路就不能對“儲能”電容器充電，而由于高邊始終輸出高電位會消耗掉“儲能”電容器的電荷，導(dǎo)致自舉電源的電壓不足而導(dǎo)致高邊輸出由于自舉電源欠壓而鎖定。為了避免這種狀態(tài)的發(fā)生，在IRS2540中設(shè)置了20μs定時器的看門狗和1μs脈沖發(fā)生電路。這樣即使在輸出電流檢測電阻的電壓始終不能達(dá)到0.5V時仍可以在每21μs的時間周期內(nèi)產(chǎn)生一個1μs的脈沖，使得高邊輸出低電位，低邊輸出高電位。也就是低邊開關(guān)管導(dǎo)通對高邊自舉電路的“儲能”電容器充電，以確保高邊電路正常工作。各時間延遲分析

高、低邊輸出與電流反饋信號之間的關(guān)系從圖中可以看到：從高邊輸出電壓降低到高電平的50%至低邊輸出電壓上升到高電平的50%對應(yīng)的時間為TD1，對應(yīng)兩個開關(guān)的導(dǎo)通時間間隔，即死區(qū)時間，同樣還有死區(qū)時間TD2；從IFB（輸出電流反饋）上升到IFBTH值到低邊輸出高電平對應(yīng)的時間為tLOon，同樣還有tHOon；從IFB上升到IFBTH值到高邊輸出低電平對應(yīng)的時間為tHOoff，同樣還有tLOoff。5.5應(yīng)用IRS2540實現(xiàn)直流電供電的高亮度（HB）LED驅(qū)動電路不帶有同步整流器的應(yīng)用IRS2540/1的HBLED驅(qū)動電路1．電源旁路與電源濾波各部分元件功能為：電容器C1、C2為電源旁路電容器，與L2構(gòu)成輸入電源濾波器，抑制由LED驅(qū)動電路產(chǎn)生的電磁干擾傳輸?shù)街绷麟娫矗?．輸出過電壓保護與PWM調(diào)光電阻R1、R2用于檢測輸出是否過電壓為了防止可能的電磁干擾，在R2兩端并聯(lián)電容器C5。分得的電壓經(jīng)過穩(wěn)壓二極管VD6送IRS2540的ENN端，一旦ENN段的電壓達(dá)到并超過2V，則IRS2540的高邊輸被關(guān)閉，輸出低電位，關(guān)閉高邊的MOSFET，低邊輸出高電位，低邊MOSFET開通。只有ENN端電壓重新降低到2V以下，高、低邊輸出端才能解鎖。由于是作用于負(fù)載開路時的輸出過電壓保護，因此一旦出現(xiàn)輸出過電壓必然會造成ENN端電壓明顯高于2V。當(dāng)輸出開路保護后，盡管電路已經(jīng)不對輸出供電，但是輸出濾波電容器C8和C6的放電過程輝是電路維持保護狀態(tài)一直到ENN端電壓下降到2V以下，如圖。輸出開路保護相關(guān)的波形圖中，一旦輸出開路，只要高邊開關(guān)導(dǎo)通，輸出電壓很快的上升到明顯高于保護值，迫使高邊開關(guān)管經(jīng)過固有的延時后關(guān)斷，使得輸出電壓不再上升。隨著高邊開關(guān)管的高邊開關(guān)管的關(guān)閉，輸出電壓開始通過以R1、R2為主的“負(fù)載”放電，這個放電過程遠(yuǎn)遠(yuǎn)長于高邊開關(guān)管的導(dǎo)通時間。在這個過程中，ENN電壓按RC放電規(guī)律下降，當(dāng)ENN電壓降低到2V時，電路重新開放。由于輸出開路保護的時間遠(yuǎn)長于高邊開關(guān)的導(dǎo)通時間，因此無需考慮輸出過電壓保護的比較器是否需要遲滯比較器。ENN端的另一個作用就是可以設(shè)置外電路控制關(guān)閉，如果這個外電路控制信號為PWM信號，則下圖電路就可以實現(xiàn)PWM調(diào)光。PWM調(diào)光從圖中看到：由于PWM信號直接控制ENN端，加上IRS2540沒有軟啟動過程以及不需要考慮輸出濾波電容器的充放電過程，因此這個PWM控制過程非常干凈利落，比用NCP1043控制軟啟動端的效果好，既可以提高PWM的頻率降低又PWM調(diào)光可能出現(xiàn)的閃爍效應(yīng)。3．芯片電源與高邊驅(qū)動自舉電源的獲得芯片的供電是由芯片內(nèi)置微功耗啟動電路啟動，一旦電路工作，輸出電壓建立，就會有輸出電壓通過二極管VD4和電阻R4向芯片供電。高邊驅(qū)動自舉電源首先是輸入電源通過電阻R6對高邊驅(qū)動自舉電源的自舉電容器充電，芯片工作后，VCC通過二極管VD3向自舉電容器充電，只要低邊開關(guān)管導(dǎo)通就會具有這一功能。為了防止輸出電流檢測電阻的電壓始終低于0.5V，IRS2540設(shè)置了20μs定時器和1μs脈沖產(chǎn)生的辦法令低邊開關(guān)管每隔21μs產(chǎn)生一個低邊開關(guān)管驅(qū)動信號，令低邊開關(guān)管導(dǎo)通1μs為高邊驅(qū)動電路的自舉電容器充電，如圖。20μs定時器和1μs脈沖產(chǎn)生4．輸出電流的檢測與反饋輸出電流經(jīng)過電阻R9轉(zhuǎn)換成電壓，這個電壓經(jīng)過R5、C6的低通濾波電路送IRS2540的IEB端。如果僅從IRS2540的原理框圖看，電流控制方式為峰值電流型，但是電流檢測是在負(fù)載回路中，這時的電流已經(jīng)非常平滑，因此實際檢測到的電流近似為平均值，因此有的文獻也稱之為平均電流性控制模式。元件明細(xì)

元件序號元件數(shù)元件名稱及參數(shù)型號制造商C31電解

電容

10μF,25VUVZ1E100MDDNichiconC11電容,100nF,200VMKP10BCBCComponentsC4，C5，C73電容,100nF,50VVJ0805Y104KXATW1BCBCComponentsC81電容,33μF,100VUVZ2A330MPDNichiconC61電容,1nF,50V,0805VJ0805Y102KXACW1BCBCComponentsC21電解

Cap,47μF,200VEEU-EB2W470PanasonicVD31超快二極管,200V,1AMURS120DICTDigi-keyVD2，VD424148二極管LL4148DiodesIncVD11Diode400V,8A,TO-2208ETU04IRVD51穩(wěn)壓二極管

14V,0.5WZMM5244B-7DiodesIncVD61穩(wěn)壓二極管

7.5V,0.5WZMM5236B-7DiodesIncL11電感

470μHIL0503213101VOGTL21電感

470μHIL0503213101VOGTR71電阻10Ω,1%MCR10EZHF10R0RohmR91電阻1.43Ω,1%ERJ-8RQFR56VPanasonicR51電阻100Ω,1%,0805MCR10EZHF1000RohmR21電阻390Ω,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ391PanasonicR11電阻2kΩ,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ202PanasonicR41電阻1kΩ,5%,1W5073NW1K000J12AFXPhoenixPassiveR61電阻47kΩ,5%,1W5073NW47K00J12AFXPhoenixPassiveR31電阻56kΩ,5%,1W5073NW56K00J12AFXPhoenixPassiveR81電阻5Ω,5%,1W5073NW5R100J12AFXPhoenixPassiveIC11LEDICIRS2541PBFIRVF11200V,17A,TO-220IRFB17N20DIR6．帶有同步整流器的HBLED驅(qū)動電路上圖電路由于沒有低邊開關(guān)管，因此20μs定時器以及1μs的脈沖產(chǎn)生也不會發(fā)揮作用，因此在輸出檢測電阻上的電壓持續(xù)不足0.5V時就會出現(xiàn)高邊驅(qū)動自舉電源欠壓保護，從而使電路停止工作。為了防止這類事件發(fā)生，最好的解決方法就是將圖5.30中的續(xù)流二極管VD1用MOSFET替換，并將低邊MOSFET電路如圖帶有同步整流器的應(yīng)用IRS2540的HBLED驅(qū)動電路7．PWM調(diào)制電路

我們知道，PWM一般需要鋸齒波與控制電壓經(jīng)過比較器比較獲得PWM脈沖。LM393的比較器2將作為PWM比較器，其同相輸入端為控制電壓輸入端，反相輸入端為鋸齒波輸入端，輸出端（管腳7）作為輸出端經(jīng)過隔離二極管VD將PWM調(diào)光信號送IRS2540/1的ENN管腳。鋸齒波的產(chǎn)生有LM393的比較器1實現(xiàn)，如果不去看電容器C1，比較器1是一個方波輸出的多諧振蕩器。為了獲得鋸齒波，在比較器1輸出端與COM端并接一個電容器C1。這實際上是比較器1的輸出端R1、C1充電過程，如果這個電容器的電容量足夠大，由于C1的充電需要R1，而C1的放電則是比較器的輸出晶體管，這樣比較器輸出端電壓上升與下降將會不對稱，形成“鋸齒波”振蕩波形。由于圖中電路的電源應(yīng)用的VBUS，需要用RS降壓，并且需要VD2的穩(wěn)壓以及電源旁路電容器C3、C4。5.6應(yīng)用IRS2541實現(xiàn)交流市電輸入的高亮度（HB）LED驅(qū)動電路5.6.1電路分析IRS2540適用于電源電壓200V以下直流輸入或AC110V電壓等級的HBLED驅(qū)動電路。對于AC220V輸入則需要IRS2541。選用IRS2541構(gòu)成的交流通用電壓的HELED驅(qū)動電路如圖5.36，這時不帶有同步整流器的。應(yīng)用IRS2541構(gòu)成的交流通用電壓的HELED驅(qū)動電路帶有同步整流器的應(yīng)用IRS2541構(gòu)成的交流通用電壓的HELED驅(qū)動電路5.6.2元件明細(xì)

元件序號元件數(shù)元件名稱及參數(shù)型號制造商C31電解

電容

10μF,25VUVZ1E100MDDNichiconC11電容,100nF,400VMKP10BCBCComponentsC4，C5，C73電容,100nF,50VVJ0805Y104KXATW1BCBCComponentsC81電容,33μF,100VUVZ2A330MPDNichiconC61電容,1nF,50V,0805VJ0805Y102KXACW1BCBCComponentsC21電解

Cap,47μF,450VEEU-EB2W470PanasonicVD31超快二極管,600V,1AMURS160DICTDigi-keyVD2，VD424148二極管LL4148DiodesIncVD11二極管400V,8A,TO-2208ETU04IRVD51穩(wěn)壓二極管

14V,0.5WZMM5244B-7DiodesIncVD61穩(wěn)壓二極管

7.5V,0.5WZMM5236B-7DiodesIncL11電感

470μHIL0503213101VOGTR71電阻10Ω,1%MCR10EZHF10R0RohmR91電阻1.43Ω,1%ERJ-8RQFR56VPanasonicR51電阻100Ω,1%,0805MCR10EZHF1000RohmR21電阻390Ω,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ391PanasonicR11電阻2kΩ,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ202PanasonicR41電阻1kΩ,5%,1W5073NW1K000J12AFXPhoenixPassiveR61電阻47kΩ,5%,1W5073NW47K00J12AFXPhoenixPassiveR31電阻56kΩ,5%,1W5073NW56K