通信電子線路高如云反饋控制電路

11.1自動(dòng)增益控制電路(AGC)11.1.1電路組成原理

自動(dòng)增益控制電路(簡(jiǎn)稱AGC電路)是接收機(jī)中普遍采用的一種反饋控制電路。接收機(jī)工作時(shí)，由于接收點(diǎn)與發(fā)送臺(tái)的距離不同以及電波傳播條件的變化，使接收機(jī)收到的信號(hào)強(qiáng)度有很大差異，其變化范圍可達(dá)幾十微伏至幾百毫伏。在這種情況下，如果接收機(jī)采用恒定增益放大，則無(wú)法兼顧靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍兩者的要求。第一頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.1是具有AGC電路的調(diào)幅接收機(jī)部分組成方框圖。圖中，高放、混頻和中放組成可控增益放大器(關(guān)于增益的控制方式將在后面討論)，AGC檢波器和直流放大器組成環(huán)路的控制器。電路工作時(shí)，AGC檢波器對(duì)中放輸出的載波振幅取樣，并與設(shè)定的參考電壓UR進(jìn)行比較。當(dāng)來(lái)自天線的信號(hào)較強(qiáng)，使得載波幅度大于UR時(shí)，AGC檢波器將輸出一反映信號(hào)強(qiáng)弱變化的微小電壓，經(jīng)直流放大后去調(diào)節(jié)中放和高放的增益，實(shí)現(xiàn)AGC。當(dāng)信號(hào)很弱使得載波幅度小于UR時(shí)，AGC檢波器輸出為零，這時(shí)AGC電路不起作用，放大器便以最大增益對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大。第二頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.1具有AGC電路的接收機(jī)組成框圖第三頁(yè)，共八十三頁(yè)。11.1.2對(duì)AGC控制特性的要求AGC電路的增益控制特性，可用受控放大器的傳輸特性曲線來(lái)描述，如圖11.2所示。當(dāng)輸入信號(hào)ui小于起控門(mén)限電壓UiA時(shí)，AGC不起作用，這時(shí)放大器的增益最大(對(duì)應(yīng)零點(diǎn)到A點(diǎn)連線的斜率)。第四頁(yè)，共八十三頁(yè)。由圖11.2可知，在AGC作用下，允許放大器輸入電壓的變化范圍在UiA和UiB之間，對(duì)應(yīng)輸出電壓的最大變化量ΔUo=Uomax-Uomin，這時(shí)受控放大器的最大電壓增益和最小電壓增益分別為Kumax=Uomin/UiA和Kumin=Uomax/UiB。因此，放大器的增益控制倍數(shù)GC可表示為(11.1―1)第五頁(yè)，共八十三頁(yè)。式中，Aui=UiB/UiA、Auo=Uomax/Uomin分別為AGC作用下輸入電壓允許變化的倍數(shù)和輸出電壓的相對(duì)變化量。上式也可用分貝值表示為(11.1.―2)在AGC電路中，Auo是由系統(tǒng)最佳接收或檢測(cè)所限定的參數(shù)，所以要求在增益控制的范圍內(nèi)Auo應(yīng)盡可能小，以保證輸出電壓的穩(wěn)定。式(11.1―1)表明，當(dāng)Auo一定時(shí)，輸入信號(hào)電壓的變化倍數(shù)越大，要求增益控制的倍數(shù)就越大。第六頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.2AGC放大器的傳輸特性第七頁(yè)，共八十三頁(yè)。實(shí)現(xiàn)增益控制的方法1.差動(dòng)放大器增益控制電路在集中選頻放大器中，廣泛采用由多級(jí)可控增益差動(dòng)電路組成的線性集成放大器。圖11.3示出了兩種常用的單級(jí)差動(dòng)放大器增益控制電路，它們都屬于通過(guò)改變射極負(fù)反饋深度來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)增益的控制。在圖(a)電路中，兩個(gè)參數(shù)相同的二極管VD1、VD2分別和電阻R構(gòu)成差放管V1、V2的射極負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，增益控制電壓uC經(jīng)RA加于VD1、VD2正極端的A點(diǎn)。由于A點(diǎn)相當(dāng)差模信號(hào)的接地端，所以V1和V2的射極等效負(fù)反饋電阻Re=R∥rd，其中，rd為二極管的動(dòng)態(tài)電阻。第八頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.3(b)電路是用一多發(fā)射級(jí)管V3的兩個(gè)發(fā)射結(jié)來(lái)代替圖(a)電路中的VD1、VD2管，且極性相反，而控制電壓uC則通過(guò)V4管對(duì)V3管起作用。當(dāng)uC增大時(shí)，V4、V3管電流增大，使得V3管兩個(gè)發(fā)射結(jié)的動(dòng)態(tài)電阻減小，引起差放管射極等效電阻減小，結(jié)果放大器增益因負(fù)反饋減弱而增大。反之，uC減小時(shí)增益將隨之減小，當(dāng)uC減小到使V4管截止時(shí)，增益便降到最小值?？梢?jiàn)，增益受控規(guī)律與(a)電路相同。第九頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.3單級(jí)差動(dòng)增益控制電路第十頁(yè)，共八十三頁(yè)。2.電控衰減器增益控制電路在放大級(jí)之間的信號(hào)通道中插入可控衰減器，通過(guò)對(duì)衰減量的控制也可實(shí)現(xiàn)對(duì)總增益的控制。為了在控制增益的同時(shí)，不影響信號(hào)的傳輸質(zhì)量，通常要求衰減器不僅要有較大的可控衰減量，足夠的帶寬，而且控制通道和信號(hào)通道之間要有良好的隔離。圖11.4示出了一種適用于差動(dòng)級(jí)之間的電控衰減器增益控制電路。圖中，V1、V2和V3、V4管組成差動(dòng)式可控衰減器，V1、V4的基極相接并加一固定偏壓，控制電壓uC經(jīng)RA、RB加在V2、V3的基極。第十一頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.4差動(dòng)式可控衰減器電路第十二頁(yè)，共八十三頁(yè)。11.2自動(dòng)頻率控制電路11.2.1工作原理

自動(dòng)頻率控制電路是一種頻率的負(fù)反饋控制電路，其一般的組成方框圖如圖11.5所示。圖中，輸入信號(hào)頻率fi和壓控振蕩器(簡(jiǎn)稱VCO)的振蕩頻率f0通過(guò)混頻器產(chǎn)生新頻率fx。第十三頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.5自動(dòng)頻率控制電路的組成方框圖第十四頁(yè)，共八十三頁(yè)。11.2.2自動(dòng)頻率微調(diào)(AFC)電路在外差式接收機(jī)中，利用本機(jī)振蕩信號(hào)與接收到的高頻已調(diào)波信號(hào)進(jìn)行混頻，將高頻已調(diào)波信號(hào)變換為中頻信號(hào)，再經(jīng)中頻放大器放大。實(shí)際工作中，由于高頻載波fC的漂移，或本機(jī)振蕩頻率fL的不穩(wěn)定，都會(huì)使混頻后的中頻fI(=fL-fC)偏離規(guī)定值(如電視接收機(jī)為38MHz)。這將導(dǎo)致中頻放大器工作在失諧狀態(tài)，引起增益下降、信號(hào)失真等現(xiàn)象。如果采用自動(dòng)頻率微調(diào)(簡(jiǎn)稱AFC)電路來(lái)鎖定中頻頻率，就能克服上述缺點(diǎn)。第十五頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.6是采用AFC電路的調(diào)幅接收機(jī)組成方框圖。與普通調(diào)幅接收機(jī)相比，增加了限幅(即切去調(diào)幅包絡(luò))鑒頻器、窄帶低通濾波器和放大器，同時(shí)將本機(jī)振蕩器改為壓控振蕩器，從而形成了一個(gè)附加的頻率反饋環(huán)路。由圖11.6可知，無(wú)論何種原因，當(dāng)fI偏離規(guī)定值時(shí)，鑒頻器輸出的誤差電壓經(jīng)低通濾波和放大后去控制VCO的頻率fL，使fI達(dá)到或接近規(guī)定值。第十六頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.6具有AFC的調(diào)幅接收機(jī)組成框圖第十七頁(yè)，共八十三頁(yè)。調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)電路調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)電路的組成方框圖如圖11.7所示，與普通調(diào)頻接收機(jī)的解調(diào)電路相比較，區(qū)別在于它把輸出的解調(diào)電壓又反饋?zhàn)鳛楸緳C(jī)振蕩器的VCO控制電壓，使其振蕩頻率按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化。這時(shí)對(duì)混頻器而言，相當(dāng)加了兩個(gè)載波頻率不同而調(diào)制信號(hào)相同的調(diào)頻波。若設(shè)輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率為fi(t)=fC+ΔfmCcosΩt，在環(huán)路鎖定時(shí)，VCO產(chǎn)生的調(diào)頻振蕩的瞬時(shí)頻率為f0(t)=fL+ΔfmLcosΩt，則混頻器輸出的中頻瞬時(shí)頻率fI(t)=f0(t)-fi(t)=(fL-fC)-(ΔfmC-ΔfmL)cosΩt=fI-ΔfmIcosΩt第十八頁(yè)，共八十三頁(yè)。式中，fI=fL-fC、ΔfmI=ΔfmC-ΔfmL分別為中頻信號(hào)的載波頻率和最大頻偏。可見(jiàn)，中頻信號(hào)仍為不失真的調(diào)頻波，只是最大頻偏由ΔfmC減小到ΔfmI，因而通過(guò)中頻放大器、限幅鑒頻器后就可解調(diào)出不失真的調(diào)制電壓。第十九頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.7調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)電路的組成方框圖第二十頁(yè)，共八十三頁(yè)。

11.3鎖相環(huán)路的組成和環(huán)路方程

11.3.1鎖相環(huán)路的組成

相位鎖定環(huán)路簡(jiǎn)稱鎖相環(huán)路，英文的縮寫(xiě)是PLL。鎖相環(huán)路是相位反饋控制環(huán)路?；炬i相環(huán)路由鑒相器(PD)、環(huán)路低通濾波器(LPF)和電壓控制振蕩器(VCO)三個(gè)部件組成，如圖11.8所示。第二十一頁(yè)，共八十三頁(yè)。

基本工作原理：環(huán)路的輸入信號(hào)ui(t)，其相位為θ1(t)；壓控振蕩器的輸出信號(hào)為uo(t)，其相位為θ2(t)。鑒相器的輸出電壓ud(t)是ui(t)與uo(t)的相位差θe(t)=θ1(t)-θ2(t)的函數(shù)。ud(t)經(jīng)過(guò)低通濾波器濾波取出直流和低頻信號(hào)uC(t)。在電壓uC(t)的控制下，壓控振蕩器的頻率向輸入信號(hào)的頻率靠攏，直至達(dá)到相等，鑒相器輸出電壓ud(t)恒定不變。有恒定的相位差，而沒(méi)有頻率差。第二十二頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.8基本鎖相環(huán)路的組成方框圖第二十三頁(yè)，共八十三頁(yè)。1、鑒相器

ui(t)=Uimsin［ωit+θi］=Uimsin［ω0t+(ωi-ω0)t+θi］=Uimsin［ω0t+θ1(t)］uo(t)=Uomcos［ω0t+θ2(t)］鑒相器輸出電壓ud(t)是兩個(gè)輸入電壓相位差θe(t)的函數(shù)。不同形式的鑒相器，函數(shù)關(guān)系不同，乘積型鑒相器的輸出電壓為(11.3―1)第二十四頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.9乘積型鑒相器的鑒相特性和數(shù)學(xué)模型(a)鑒相特性;(b)數(shù)學(xué)模型第二十五頁(yè)，共八十三頁(yè)。2.低通濾波器環(huán)路低通濾波器常用的有三種形式，如圖11.10所示。圖11.10(a)所示的是RC積分低通濾波器，它的傳遞函數(shù)(11.3―2)圖11.10(b)示出的是無(wú)源比例積分濾波器，它的傳遞函數(shù)(11.3―3)第二十六頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.10(c)示出的是用運(yùn)算放大器構(gòu)成的有源比例積分濾波器。當(dāng)把運(yùn)算放大器近似為理想運(yùn)放時(shí)，它的傳遞函數(shù)(11.3―4)這種形式的低通濾波器是一個(gè)理想積分器。第二十七頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.10環(huán)路低通濾波器(a)RC積分型；(b)無(wú)源比例積分型；(c)有源比例積分型第二十八頁(yè)，共八十三頁(yè)。環(huán)路低通濾波器的數(shù)學(xué)模型在復(fù)頻域(即S域)可以用傳遞函數(shù)等于F(s)的線性網(wǎng)絡(luò)表示。若用時(shí)域的微分算子p代替s，則可得到低通濾波器的傳輸算子F(p)。所以，在時(shí)域又可以用傳輸算子等于F(p)的線性網(wǎng)絡(luò)表示，如圖11.11所示。第二十九頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.11低通濾波器數(shù)學(xué)模型

第三十頁(yè)，共八十三頁(yè)。3.壓控振蕩器壓控振蕩器簡(jiǎn)寫(xiě)為VCO。壓控振蕩器的瞬時(shí)角頻率ωv(t)受外加電壓uC(t)的控制。瞬時(shí)角頻率ωv(t)與外加控制電壓uC(t)的關(guān)系曲線是壓控特性曲線，如圖11.12(a)所示。在壓控振蕩器起始角頻率ω0處，壓控特性的斜率叫壓控靈敏度，用k0表示，單位是rad/(s·V)。在壓控特性曲線的線性范圍內(nèi)，瞬時(shí)角頻率ωv(t)與控制電壓的關(guān)系可近似為(11.3―5)壓控振蕩器輸出電壓uo(t)的相位第三十一頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.12VCO的壓控特性和數(shù)學(xué)模型第三十二頁(yè)，共八十三頁(yè)。壓控振蕩器輸出電壓uo(t)的相位(11.3―6)由此可以看出，壓控振蕩器可以用一個(gè)理想積分器等效，相應(yīng)的數(shù)學(xué)模型如圖11.12(b)所示。第三十三頁(yè)，共八十三頁(yè)。11.3.2鎖相環(huán)路的相位模型和環(huán)路方程根據(jù)以上三個(gè)部件的數(shù)學(xué)模型，可得到基本鎖相環(huán)的數(shù)學(xué)模型，如圖11.13所示。圖11.13基本鎖相環(huán)的相位模型第三十四頁(yè)，共八十三頁(yè)。該模型直接示出了輸出信號(hào)相位θ2(t)與輸入信號(hào)相位θ1(t)之間的關(guān)系，故稱其為基本鎖相環(huán)的相位模型。根據(jù)此模型可以導(dǎo)出環(huán)路的動(dòng)態(tài)方程(11.3―7)第三十五頁(yè)，共八十三頁(yè)。式(11.3―7)是描述鎖相環(huán)工作狀態(tài)的基本方程，它是一個(gè)非線性微分方程。根據(jù)環(huán)路的動(dòng)態(tài)方程可知，鎖相環(huán)在任何時(shí)刻始終滿足固有頻差=瞬時(shí)頻差+控制頻差即Δω0=Δωe+Δωv(11.3―8)環(huán)路開(kāi)始工作的瞬間，控制頻差Δωv=0，固有頻差等于瞬時(shí)頻差。第三十六頁(yè)，共八十三頁(yè)。11.4鎖相環(huán)路的基本性能分析11.4.1一階鎖相環(huán)性能分析一階鎖相環(huán)是F(p)=1，即沒(méi)有環(huán)路濾波器的鎖相環(huán)路。該環(huán)路的動(dòng)態(tài)方程為pθe(t)=pθ1(t)-Ksinθe(t)(11.4―1)這是一個(gè)一階非線性微分方程。二階以下的非線性微分方程的解法，目前有圖解法和計(jì)算機(jī)數(shù)值解法，在此采用圖解法。非線性微分方程的圖解法又叫相平面圖法。第三十七頁(yè)，共八十三頁(yè)。由pθe和θe構(gòu)成的平面叫相平面。由pθe和θe在相平面上確定的點(diǎn)叫相點(diǎn)。隨著時(shí)間變化，相點(diǎn)在相平面上移動(dòng)的軌跡叫相軌跡。包含有相軌跡的相平面叫相平面圖。在固定頻率輸入的情況下，輸入信號(hào)θ1(t)=Δω0t+θi，pθ1(t)=Δω0，則動(dòng)態(tài)方程為pθe=Δω0-Ksinθe(11.4―2)此方程又是相軌跡方程。第三十八頁(yè)，共八十三頁(yè)。1.當(dāng)|Δω0|<K時(shí)，環(huán)路的捕捉狀態(tài)和鎖定狀態(tài)在這種條件下，該鎖相環(huán)路的相平面圖如圖11.14所示。圖11.14|Δω0|<K時(shí)一階鎖相環(huán)的相平面圖第三十九頁(yè)，共八十三頁(yè)。A點(diǎn)是穩(wěn)定平衡點(diǎn)，而B(niǎo)點(diǎn)是不穩(wěn)平衡點(diǎn)。A點(diǎn)對(duì)應(yīng)誤差相角是鎖定的剩余相差，記為(11.4―3)Δω0越小，K越大，剩余相差也就越小。第四十頁(yè)，共八十三頁(yè)。2.當(dāng)|Δω0|>K時(shí)，環(huán)路的失鎖狀態(tài)和頻率牽引現(xiàn)象當(dāng)固有頻差|Δω0|>K時(shí)，相應(yīng)的相平面圖如圖11.15所示。由圖可見(jiàn)，在這種情況下，相軌跡與橫軸沒(méi)有交點(diǎn)，所以環(huán)路不可能鎖定，稱這種狀態(tài)為失鎖狀態(tài)。在失鎖狀態(tài)下，θe是隨時(shí)間變化的正弦函數(shù)。pθe是θe隨時(shí)間變化的速率。|pθe|越大，θe隨時(shí)間變化越快，|pθe|越小，θe隨時(shí)間變化越慢。從相平面圖可見(jiàn)，θe由2nπ變化到(2n+1)π區(qū)間對(duì)應(yīng)的pθe值比θe由(2n+1)π變化到2nπ區(qū)間對(duì)應(yīng)的pθe值小。第四十一頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.15|Δω0|>K時(shí)一階環(huán)的相平面圖第四十二頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.16失鎖狀態(tài)下，ud、ωv與時(shí)間關(guān)系曲線第四十三頁(yè)，共八十三頁(yè)。3.當(dāng)|Δω0|=K時(shí)，環(huán)路的臨界狀態(tài)|Δω0|=K時(shí)，鎖相環(huán)路的相平面圖如圖11.17所示。由圖可見(jiàn)，相軌跡與橫軸相切，A，B兩點(diǎn)合為一點(diǎn)。這種情況是鎖定與失鎖的交界，稱其為臨界狀態(tài)。當(dāng)|Δω0|再增大時(shí)，環(huán)路就失鎖；當(dāng)|Δω0|再減小時(shí)，環(huán)路就鎖定。第四十四頁(yè)，共八十三頁(yè)。如果環(huán)路起始的固有頻差|Δω0|<K，環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。輸入信號(hào)的角頻率緩慢地增加，使固有頻差|Δω0|增加，當(dāng)固有頻差增加到環(huán)路增益K時(shí)，環(huán)路進(jìn)入臨界狀態(tài)，環(huán)路的鎖定就難以維持了。因此，|Δω0|=K是環(huán)路由鎖定到開(kāi)始失鎖的最大固有頻差，稱其為環(huán)路的同步帶，用ΔωH表示。顯然，一階鎖相環(huán)的同步帶ΔωH=K(11.4―4)第四十五頁(yè)，共八十三頁(yè)。若環(huán)路起始的固有頻差|Δω0|>K，環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。輸入信號(hào)的角頻ωi緩慢地減小，固有頻差|Δω0|減小，當(dāng)|Δω0|減小到|Δω0|=K時(shí)，環(huán)路進(jìn)入到臨界狀態(tài)，開(kāi)始鎖定。同樣可以定義環(huán)路由失鎖而進(jìn)入開(kāi)始鎖定的最大固有頻差，稱其為環(huán)路的捕捉帶，用Δωp表示。顯然，一階鎖相環(huán)的捕捉帶Δωp=K(11.4―5)一階鎖相環(huán)捕捉過(guò)程是在一個(gè)周期之內(nèi)完成的，這種不需要經(jīng)過(guò)幾個(gè)周期就可進(jìn)入鎖定的捕捉過(guò)程稱為快捕，相應(yīng)的捕捉帶叫快捕帶，用ΔωL表示。一階鎖相環(huán)的快捕帶ΔωL=K(11.4―6)第四十六頁(yè)，共八十三頁(yè)。11.4.2二階鎖相環(huán)的基本性能1.環(huán)路的線性相位模型和傳遞函數(shù)根據(jù)一階環(huán)路性能分析可知，鎖相環(huán)路存在著捕捉狀態(tài)、鎖定狀態(tài)、失鎖狀態(tài)。在鎖定狀態(tài)下，輸出信號(hào)的頻率會(huì)跟蹤輸入信號(hào)頻率的變化，并始終保持頻率相等的關(guān)系。這種壓控振蕩器的頻率跟蹤輸入信號(hào)頻率變化的狀態(tài)叫跟蹤狀態(tài)。描述跟蹤狀態(tài)的基本參量是同步帶。同步帶越大，環(huán)路能夠跟蹤輸入信號(hào)頻率變化的范圍越寬。環(huán)路在失鎖狀態(tài)下，壓控振蕩器頻率雖會(huì)向輸入信號(hào)頻率靠攏，但是不能達(dá)到相等。因此，壓控振蕩器的頻率也不會(huì)跟蹤輸入信號(hào)頻率。第四十七頁(yè)，共八十三頁(yè)。在鎖定或跟蹤狀態(tài)下，環(huán)路的剩余誤差θe∞很小，sinθe∞≈θe∞，所以正弦鑒相器可近似為線性器件，Ud≈Kdθe。Kd是鑒相器的鑒相靈敏度，數(shù)值上與Ud相等。在這種狀態(tài)下，環(huán)路可等效成線性鎖相環(huán)，用線性微分方程描述。在失鎖和捕捉狀態(tài)下，環(huán)路處于非線性狀態(tài)，環(huán)路的動(dòng)態(tài)方程是非線性方程。在有噪聲輸入的情況下，根據(jù)噪聲的大小同樣可以分成線性狀態(tài)下環(huán)路噪聲性能分析和非線性狀態(tài)下環(huán)路的噪聲性能分析。第四十八頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.17第四十九頁(yè)，共八十三頁(yè)。根據(jù)本章的任務(wù)，僅對(duì)線性狀態(tài)下環(huán)路的基本性能做原理性分析，其他內(nèi)容可參閱有關(guān)鎖相的專著。線性狀態(tài)下環(huán)路的相位模型如圖11.18所示。環(huán)路的線性動(dòng)態(tài)方程為sΘe(s)=sΘ1(s)-KF(s)Θe(s)(11.4―7)s是復(fù)頻域拉氏算子。其中:Θe(s)、Θ1(s)分別為Θe(t)、Θ1(t)的拉氏變換，F(xiàn)(s)是環(huán)路低通濾波器的傳遞函數(shù)。第五十頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.18基本鎖相環(huán)路的線性相位模型第五十一頁(yè)，共八十三頁(yè)。環(huán)路的閉環(huán)傳遞函數(shù)環(huán)路的誤差傳遞函數(shù)該環(huán)路的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)(11.4―8)(11.4―9)(11.4―10)第五十二頁(yè)，共八十三頁(yè)。目前應(yīng)用最多的是二階鎖相環(huán)，而二階鎖相環(huán)中應(yīng)用最多的是用理想積分濾波器構(gòu)成的理想積分二階鎖相環(huán)。這種鎖相環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為誤差傳遞函數(shù)為(11.4―11)(11.4―12)第五十三頁(yè)，共八十三頁(yè)。2.環(huán)路的頻率響應(yīng)將傳遞函數(shù)中的s用jΩ代替，就可得到環(huán)路的頻率響應(yīng)函數(shù)(11.4―13)(11.4―14)第五十四頁(yè)，共八十三頁(yè)。根據(jù)閉環(huán)頻率響應(yīng)函數(shù)式(11.4―13)可以分別畫(huà)出閉環(huán)頻率響應(yīng)的幅頻特性和相頻特性曲線如圖11.19所示。由圖可見(jiàn)閉環(huán)頻率響應(yīng)具有低通特性。根據(jù)誤差頻率響應(yīng)函數(shù)式(11.4―14)可以畫(huà)出誤差頻率響應(yīng)的幅頻特性和相頻特性曲線如圖11.20所示。由圖可見(jiàn)誤差頻率響應(yīng)具有高通特性。第五十五頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.19理想積分二階環(huán)的閉環(huán)頻率響應(yīng)(a)幅頻特性；(b)相頻特性第五十六頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.20理想積分二階環(huán)的誤差頻率響應(yīng)第五十七頁(yè)，共八十三頁(yè)。環(huán)路的3dB帶寬(11.4―15)由此式可見(jiàn)，ωn越大，ξ越大，環(huán)路的帶寬ΩC也越大。環(huán)路的頻率響應(yīng)是對(duì)輸入相位θ1(t)的角頻率而言的。當(dāng)環(huán)路輸入為相位調(diào)制信號(hào)uPM=Uimsin［ω0t+mpcosΩt］第五十八頁(yè)，共八十三頁(yè)。時(shí)，環(huán)路的輸入相位θ1(t)=mpcosΩt。環(huán)路的頻率響應(yīng)就是當(dāng)θ1(t)的角頻率Ω變化時(shí)，環(huán)路輸出相位θ2(t)的幅值和相位的響應(yīng)。穩(wěn)態(tài)條件下θ2(t)=mp|H(jΩ)|cos［Ωt+argH(jΩ)］(11.4―16)θe(t)=mp|He(jΩ)|cos［Ωt+argHe(jΩ)(11.4―17)在帶內(nèi)，當(dāng)Ω<<ΩC時(shí)|H(jΩ)|≈1,argH(jΩ)≈0|He(jΩ)|≈0,argHe(jΩ)≈π則θ2(t)≈mpcosΩtθe(t)≈0第五十九頁(yè)，共八十三頁(yè)。環(huán)路的輸出電壓uo(t)=Uomcos［ω0t+mpcosΩt］輸出相位可無(wú)差跟蹤輸入相位的變化。在帶外，當(dāng)Ω>>ΩC時(shí)則θ2(t)≈0θe(t)≈mpcosΩt環(huán)路的輸出電壓uo(t)≈Uomcosω0t第六十頁(yè)，共八十三頁(yè)。3.環(huán)路的跟蹤誤差鎖定情況下環(huán)路的剩余相位誤差θe∞的大小，是衡量環(huán)路跟蹤性能的重要指標(biāo)之一。剩余相位誤差θe∞可以根據(jù)終值定理求得：(11.4―18)顯然，對(duì)不同Θ1(s)，剩余相差不同。同樣以理想積分二階環(huán)為例進(jìn)行分析。當(dāng)θ1(t)=Δθ，即輸入是一個(gè)相位階躍信號(hào)時(shí)(11.4―19)第六十一頁(yè)，共八十三頁(yè)。當(dāng)θ1(t)=Δω0t，即輸入是一個(gè)頻率階躍信號(hào)時(shí)當(dāng),即輸入是一個(gè)頻率斜升信號(hào)時(shí)(11.4―21)第六十二頁(yè)，共八十三頁(yè)。4.調(diào)制跟蹤與載波跟蹤(1)調(diào)制跟蹤：當(dāng)鎖相環(huán)路的輸入信號(hào)ui(t)是一個(gè)調(diào)相信號(hào)ui(t)=Uimsin［ω0t+mpcosΩt］環(huán)路的輸入相位θ1(t)=mpcosΩt時(shí)，根據(jù)環(huán)路頻率響應(yīng)特性分析可知，在帶內(nèi)環(huán)路的輸出相位θ2(t)可無(wú)差跟蹤輸入相位變化。即θ2(t)≈mpcosΩt,θe(t)≈0在這種情況下，輸出信號(hào)uo(t)=Uomcos［ω0t+mpcosΩt］第六十三頁(yè)，共八十三頁(yè)。也是一個(gè)調(diào)相信號(hào)，相位的變化與輸入信號(hào)完全相同。這種跟蹤方式叫調(diào)制跟蹤。處于調(diào)制跟蹤狀態(tài)工作的鎖相環(huán)叫調(diào)制跟蹤環(huán)。利用調(diào)制跟蹤環(huán)，可實(shí)現(xiàn)調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)。若鎖相環(huán)路輸入的是調(diào)頻信號(hào)uFM(t)=Uimsin［ω0t+mfsinΩt］其中，調(diào)制信號(hào)uΩ(t)=UΩmcosΩt，在調(diào)制跟蹤狀態(tài)下，環(huán)路的輸出相位θ2(t)=mfsinΩt第六十四頁(yè)，共八十三頁(yè)。壓控振蕩器的輸入電壓即所以，壓控振蕩器的輸入電壓就是調(diào)制信號(hào)。第六十五頁(yè)，共八十三頁(yè)。(2)載波跟蹤：根據(jù)鎖相環(huán)頻率響應(yīng)特性分析，已知在帶外，輸出信號(hào)不能跟蹤輸入信號(hào)的相位變化。輸出電壓uo=Uomcosω0t，它是一個(gè)未調(diào)制的載波，其載頻ω0跟隨輸入信號(hào)的載頻變化，而相位不跟蹤輸入相位變化，這種狀態(tài)叫載波跟蹤。工作在載波跟蹤的鎖相環(huán)叫載波跟蹤環(huán)。載波跟蹤鎖相環(huán)帶寬窄，利用它的窄帶跟蹤特性，可以用于同步檢波中載波信號(hào)的再生，數(shù)字信號(hào)傳輸中位同步信號(hào)的提取，淹沒(méi)在噪聲中信號(hào)的檢測(cè)及其相干處理方面。第六十六頁(yè)，共八十三頁(yè)。11.5鎖相應(yīng)用舉例11.5.1鎖相頻率合成1.用于頻率合成中的鎖相環(huán)

頻率合成是由標(biāo)準(zhǔn)頻率源經(jīng)過(guò)頻率的加、減、乘、除運(yùn)算得到一系列的頻率信號(hào)的理論與技術(shù)。實(shí)現(xiàn)頻率合成的設(shè)備叫頻率合成器。利用鎖相技術(shù)實(shí)現(xiàn)頻率合成的方法叫間接頻率合成法，這種方法是目前頻率合成中應(yīng)用最廣泛的方法之一。第六十七頁(yè)，共八十三頁(yè)。用于頻率合成中的鎖相環(huán)有倍頻鎖相環(huán)、分頻鎖相環(huán)和混頻鎖相環(huán)。倍頻鎖相環(huán)如圖11.21所示。鎖定狀態(tài)下，輸入信號(hào)的參考頻率fr與分頻器輸出信號(hào)頻率fo/N相等，則環(huán)路輸出信號(hào)頻率圖11.22示出的是分頻鎖相環(huán)。在鎖定條件下，輸入信號(hào)的參考頻率fr等于倍頻器輸出信號(hào)頻率Nfo，所以輸出信號(hào)的頻率(11.5―1)第六十八頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.21倍頻鎖相環(huán)的框圖

第六十九頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.22分頻鎖相環(huán)的框圖

第七十頁(yè)，共八十三頁(yè)。圖11.23示出的是混頻鎖相環(huán)框圖。輸出信號(hào)頻率fo與u1信號(hào)的頻率f1在混頻器中進(jìn)行加減運(yùn)算，得到和、差頻fo±f1。鎖定情況下，輸入信號(hào)的參考頻率fr與混頻器輸出信號(hào)頻率fo±f1相等，則輸出信號(hào)頻率(11.5―3)分頻、倍頻和混頻鎖相環(huán)的電路形式很多，有模擬電路，也有數(shù)字電路。由這些基本環(huán)路可以構(gòu)成各種各樣的頻率合成器。目前市場(chǎng)上集成頻率合成芯片已大量銷售，下面舉一例說(shuō)明。第七十一頁(yè)，共八十三頁(yè)。