高頻電子電路-8.3.2-壓控振蕩器直接調頻電路課件

VCO的特點：瞬時頻率隨外加控制信號的變化而變化。

VCO式中：U為振蕩信號的振幅，

:當

時的振蕩頻率，k

f為:VCO控制靈敏度。

8.3.2壓控振蕩器直接調頻電路

用調制信號電壓控制振蕩回路的參數，如回路電容C或回路電感L，并使振蕩頻率ω正比于所加調制信號電壓，即可實現調頻。

在直接調頻法中常采用壓控振蕩器（VoltageControlOscillator）作為頻率調制器來產生調頻信號。VCO中最常用的壓控元件：變容二極管

由晶體管和場效應管組成的電抗電路。

壓控振蕩器直接調頻：優(yōu)點：可獲得較大頻偏.缺點：中心頻率穩(wěn)定性差，常采用自動頻率微調（automaticfrequencycontrol，AFC）電路來克服載頻偏移。仿真休息1休息2通常有：，壓控振蕩器的輸出信號即為調頻信號。1.變容二極管

擴散電容(diffusioncapacitance)正向偏置，電容效應比較小。

勢壘電容(barriercapacitance)反向偏置，勢壘區(qū)呈現的電容效應。

所以為利用PN結的電容，PN結應工作在反向偏置狀態(tài).8.3.3變容二極管直接調頻電路

（VaractordiodedirectFM）PN結反向偏置時，結電容會隨外加反向偏壓而變化，而專用的變容二極管，是經過特殊工藝處理（控制半導體的摻雜濃度和摻雜的分布）使勢壘電容能靈敏地隨反向偏置電壓的變化而呈現較大變化的壓控變容元件。結電容Cj與反偏電壓uR的關系：式中Co：

時的電容值（零偏置電容）反向偏置電壓，UD：PN結勢壘電位差。

γ

：結電容變化指數，通常γ=1/2—1/3，經特殊工藝制成的超突變結電容γ

=1—5

可以看出C

j與uR之間是非線性關系，即變容二極管屬于非線性電容，這種非線性電容基本上不消耗能量，產生的噪聲量級也較小，是較理想的高效率，低噪聲非線性電容。休息1休息2PN結具有電容效應

設在變容二極管上加一個靜態(tài)工作電壓Uo和一個單頻調制信號

，則結反偏電壓：

而結電容：

其中：

為靜態(tài)工作點的結電容。

表示結電容調制深度的調制指數。

休息1休息2CjuRUQuRtCjtCjQ

為了突出調頻性能的分析，下圖只畫出了它的高頻交流等效電路，沒有畫出直流饋電電路，

2.變容二極管直接調頻的原理電路

圖中；C3為高頻偶合電容，C4為偶合隔直電容，LB為高頻扼流圈，阻止高頻電流經過調制信號源被旁路，右圖為振蕩器交流等效電路，Cj與振蕩器回路并聯，R1，R2為Cj的偏置電路，為Cj提供靜態(tài)直流偏壓

，而二極管的反偏電壓為：

休息1休息2+uR-LCjC1C2VTLCjC1C2VTLDC3C4ECR2+uΩ-R1+Uo-則由上電路可知，振蕩頻率為：

;而

為了簡化電路分析，如果設：，則有

所以：有

其中：

為未加調制信號（）時的振蕩頻率，3．

調頻性能分析即為調頻振蕩器的中心頻率。討論：1設γ=2即滿足線性調頻。

2

當則

LC1C2CjVT+uR-（利用級數展開忽略高次項，

可近似為：

是由Cj—Vd的非線性而引起的。雖然

（2）

：與調頻頻率有關的最大頻偏，雖然

（3）

：由于Cj—uR的非線性作用，使頻偏中增加了Ω的諧波分量（2Ω）而引起的附加頻偏，會造成調頻接收時的非線性失真，應盡量減少這種失真。其中：（1）

：為中心頻率的偏移量另外，定義調頻靈敏度：休息1休息21.間接調頻法

高穩(wěn)定度載波振蕩器

相位調制器積分電路多級倍頻和混頻器寬帶窄帶8.3.4間接調頻電路

但最大頻偏小的缺點可以通過多級倍頻器后獲得符合要求的調頻頻偏，另外采用混頻器變換頻率可以得到符合要求的調頻波工作范圍。

采用高穩(wěn)定度的晶體振蕩器作為主振級，然后再對這個穩(wěn)定的載頻信號進行調相，這樣一來就可得中心頻率穩(wěn)定度高的調頻信號。在間接調頻時，要獲得線性調頻必需以線性調相為基礎。但在實現線性調相時，要求最大瞬時相位偏移

，因而線性調相的范圍很窄，因此轉換成的調頻波的最大頻偏

很小，即：m

f<<1，這是間接調頻法的主要缺點.間接調頻法就是利用調相方法來實現調頻。

R1R2R3R4C1C2C3C4CjL載波輸入間接調頻的關鍵電路是調相器.高穩(wěn)定度振蕩器

調相器

積分器2.變容二極管調相電路

如果忽略二次方以上各項，可得回路的諧振頻率為：

將變容二極管接在高頻放大器的諧振回路里，就可構成變容二極管調相電路。

CjLUQ=9V載波輸入調相波輸出回路的頻率偏移為：

在高Q值及諧振回路失諧不大的情況下，并聯LC諧振回路電壓和電流間的相位關系為：Oωωoω幅頻特性Δ

φπ/6-π/6當Δ

φ

<π/6（或30o）時，tanΔ

φ≈Δ

φ可得:表明:單級LC諧振回路在滿足Δ

φ

<π

/6（30o）的條件下，回路輸出電壓的相移是與輸入調制電壓uΩ(t)成線性關系的。

如果將調制電壓uΩ(t)先積分后再加在變容二極管上，則單級LC諧振回路輸出電壓的瞬時頻率ω(t)就與輸入調制電壓uΩ(t)成線性關系，即可實現對調制電壓uΩ(t)的間接調頻。調相波輸出載波輸入8.4調頻波的解調原理及電路

8.4.2振幅鑒頻器（斜率鑒頻器slopediscriminator）8.4.3相位鑒頻器

8.4.4比例鑒頻器

8.4.5移相乘積鑒頻器

8.4.1鑒頻方法及其實現模型

調頻信號的解調是從調頻波 中恢復出原調制信號過程，完成調頻波解調過程的電路稱為頻率檢波器第一種方法，將調頻波通過頻率—幅度線性變換網絡，將調頻波變換成調頻—調幅波，再通過包絡檢波器檢測出反映幅度變化的解調電壓。把這種鑒頻器稱為斜率鑒頻器，或稱振幅鑒頻器。

將調頻波進行特定的波形變換，根據波形變換特點的不同，可歸納以下幾種實現方法：

8.4調頻波的解調原理及電路

8.4.1鑒頻方法及其實現模型

休息1休息21.鑒頻方法頻率—幅度線性變換網絡包絡檢波器uΩtuFMtuFM-AMt第二種方法，將調頻波通過頻率—相位線性變換網絡，變換成調頻—調相波，再通過鑒相器檢測出反映相位變化的解調電壓。把這種鑒頻器稱為相位鑒頻器。第三種方法，是隨著近年來集成電路的廣泛應用，在集成電路調頻機中較多采用的移相乘積鑒頻器。它是將輸入FM信號經移相網絡后生成與FM信號電壓正交的參考信號電壓，它與輸入的FM信號電壓同時加入相乘器，相乘器輸出再經低通濾波器濾波后，便可還原出原調制信號。

1.鑒頻方法

休息1休息2頻率—相位線性變換網絡

相位檢波器uFMuFM-PMuΩ

相乘器

低通濾波器uFMuΩ90o移相網絡第四種方法，先將調頻波通過非線性變換網絡，變換為調頻脈沖序列，該脈沖序列含有反映該調頻信號瞬時頻率變化的平均分量，因而通過低通濾波器便可得到反映平均分量變化的解調電壓。也可將調頻脈沖序列通過脈沖計數器，直接得到反映瞬時頻率變化的解調電壓。將這種鑒頻器稱為脈沖計數式鑒頻器。

非線性變換網絡低通濾波器或脈沖計數器uFM調頻脈沖序列uΩ2.鑒頻器的主要特性

休息1休息2

能全面描述鑒頻器主要特性的是鑒頻特性曲線。它是指鑒頻器的輸出電壓uo(t)，與其輸入FM信號瞬時頻偏Δω(t)或Δf(t)之間的關系曲線

foΔfuo(t)Bm

鑒頻器Δf(t)uo(t)或：

由調頻信號的特征：所以：表明：要實現無失真鑒頻，要求鑒頻器的輸出電壓 與頻偏成線性關系，上圖為典型鑒頻特性曲線。

（1）定義：鑒頻跨導

表明了鑒頻特性曲線在原點（ ）處的斜率，反映了鑒頻靈敏度。顯然希望SD值應盡可能的大。

對鑒頻特性曲線的主要要求：（2）鑒頻器的峰值頻帶寬度Bmax，要求Bmax應大于輸入FM波最大頻偏擺動范圍 。

Bm≥2Δfm

①FM波——(頻幅變換)——FM—AM②FM—AM——(包絡檢波)——恢復原調制信號8.4.2振幅鑒頻器（斜率鑒頻器slopediscriminator）1．失諧（detvning）回路振幅鑒頻器振幅鑒頻器的基本原理：

頻-幅變換器包絡檢波器返回最簡單的頻—幅變換電路就是并聯諧振回路，其工作特點：例1：失調單回路振幅鑒頻器FM信號工作在并聯諧振回路的失諧區(qū)，即（ ），當FM波電流流過回路時，由于瞬時頻率隨調制信號而變化，對于不同的瞬時頻偏，失諧回路阻抗不同，回路輸出電壓 振幅將隨瞬時頻偏 的變化而變化，即可完成 變換。

f

ofp利用失調回路中幅頻特性曲線的傾斜部分來實現鑒頻，解調后失真較大，是一種原始類型的鑒頻器，現在已很少采用，但它對理解振幅鑒頻器對FM波的解調有很直觀的意義。仿真fpius(fo)返回

是在集成電路中常用的振幅鑒頻器，如下圖電路就是電視接收機中伴音信號處理的集成電路TA7176A中的差分峰值鑒頻器。

1電路結構

二差分峰值振幅鑒頻器T1，T2為射隨器；T3，T4為峰值檢波器；T5，T6為差分對放大器；9，10管腳外接頻—幅移相變換網絡：C1，C2，L12電路分析：設：L1C1并聯電路的諧振頻率為：L1,C1和C2組成的并、串諧振回路的諧振頻率為：

雖然有：1．當 時，并串回路呈現串聯諧振，由于串聯諧振阻抗最小，故u1最小，而電流最大，故u2最大。

f

of

o2f

o1故V1最大，而C