高速MOS驅動電路設計和應用指南

高速MOS驅動電路設計和應用指南摘要本篇論文的主要目的是來論證一種為高速開關應用而設計高性能柵極驅動常見的挑戰(zhàn)。因此，各級的電力電子工程師對它都應當感興趣。瞬態(tài)的和極限的工作狀況。整篇文章開頭于對MOSFET技術和開關工作的概述，和高邊柵極驅動電路、AC耦合和變壓器隔離的解決方案。其中一個章節(jié)特地來MOSFET簡介FET19302060MOSFETMOSFET件,從微型的到“離散”功率晶體管。MOSFET要求。場效應晶體管技術MOSFET時間。在功率器件的典型值為20~200皮秒，但這個時間和器件的尺寸大小有關。與雙極結型晶體管相比，MOSFET在數字技術應用和功率應用上的普及和進展MOSFET。MOSFETMOSFET。另外，在MOSFET此，MOSFET的經濟效益。此外有必要突出強調下尤其是在電源應用上MOSFET本身具有阻抗特性。MOSFET漏源端的電壓降和流經半導體的電流成線性關系。這種線性關系 ,以MOSFET的RDS(on)表現出來即導通阻抗對于一個給定的柵源電壓和溫度的器件，其導通阻抗是恒定的。和p-n結-2.2mV/℃的溫度系數相反，MOSFET有一個正的溫度系數，約為0.7%/℃到1%/℃。MOSFET的這一正溫度系數使得它成為在大功率電源應用的并聯工〔由于使用一個器件是不實際或不行能的上的抱負選擇。由于MOSFET較好的溫度系數，并聯的管子通常是均分電流。電流的均分是自動實現的這是由于它的溫度系數作為一個緩慢的負反響系統(tǒng)當電流較大時設備溫度將會上升但是不要遺忘源漏極間的電壓是不變的溫度上升將會極間電阻變大，增大的電阻又會使電流減小，因此管子的溫度又會下降。會到達一個動態(tài)平衡，并聯的管子都通過一樣的電流。在電流安排中，源漏極導通電阻的初始值和有不同溫度特性的結電阻在均分電流時將會引起較大的誤差，最高可達30%。器件類型MOSFET1雙集中型晶體管在1970年開頭應用于電為可能。下一個重大的進步是在功率MOSFET器件上V溝槽技術或者稱為溝渠技術，使集成度進一步的提高。更好的性能是由于這將導致MOS器件溝渠更難制造。這是由于其對芯片外形的低效利用。然而,他們能在低電壓應用上供給很大的效MOSFET的電容，因此他們的開關速度可以很快而且柵極驅動損耗也比較小。場效應晶體管模型有很多的模型來說明MOSFET如何工作，然而找到正確的適合的模型是比較困難的。大多數MOSFET制造商為他們的器件供給一般或者軍用〔 Spice在實際使用中的陷阱他們甚至很少供給在使用中最常見的最一般問題的解決方案。一個真正有用的MOSFET模型會從應用的角度描述器件全部重要的性質這使得其模型可能會相當簡單另一方面假設我們把模型限制在某一問題領域那么我們可以得到格外簡潔并有意義的MOSFET模型。在圖2中第一個模型是基于MOSFET器件的實際構造,它主要用于直流的分析。它表示出了溝道阻抗和JFET〔相當于外延層的阻抗。外延層的厚度〔打算外延層的阻抗〕是器件額定電壓的函數，而高電壓的MOSFET需要一個厚的外延層。圖2bMOSFETdv/dt提高減小了基極和放射極的電阻，因此，實際上對MOSFET2c在這個模型中。它們對器件的開關過程的影響將在下一章中爭論。MOSFETMOSFETMOSFET〔10ns—60ns〕至少比理論開關時間〔50ps—200ps〕2~3效電容。毫無疑問，開關速度和性能打算于這三個電容上電壓變化的快慢。因此，在高速開關應用中，器件的寄生電容是一個重要的參數。電容CGSCDS二極管間的電容。CGD〕JFETCGDCDSCiss〔柵短路共源輸入電容柵短路共源反向傳輸電容輸出電容〕間接給出，而且必需用以下公式計算：間的反響回路中。因此，它在開關應用中有效值可能會很大，它的值取決于CGDCGSMOSFET下面公式將會格外有用：MOSFETdv/dt力量。在工業(yè)生產中已經意識到這個問題，實際中的高速MOSFET器件如RFMOSFET阻抗Rg,I并沒有指明，但在實際的應用中它可能是器件一個格外重要的特性。在這篇文章的后面，附錄A4展現了通過使用阻抗電橋承受一種典型的測量裝置來確定柵極內部阻抗值。很明顯，柵極閾值電壓也是一個臨界特性。有必要留意一下，在器件資料表中VTH(開啟電壓)的值是指在25℃是250uA。因此，它并不等同于被大家公認的柵極開關波形的Miller平坦區(qū)。關于開啟電壓VTH的另一個很少提到的是約為-7mV/℃的溫度系數，在MOSFETVTH比在正常的測試條件下已經變低了。由于MOSFET，dv/dtAF?；蚪刂箷r，都要必需經過線性工作區(qū)，此時的電流取決于柵源電壓。正向跨導gfs，反映了漏極電流和柵源電壓之間的小信號關系，具體關系如下：MOSFET變換VGS，Miller平坦區(qū)電壓可近似寫成漏極電流的函數：LD---Ls---源極電感在開關性能中也有顯著〔通常和布局和外電路因素如漏電感、檢測電阻等等〕一同分析。MOSFET打算性的因素，由于它們在開關速度和最終開關損耗上有著深遠的意義。開關應用MOSFETMOSFET式。一個最簡潔的鉗位感應開關模型如圖三〔Figure〕所示,直流電流源代表感MOSFET期間二極管為電流供給了一個回路，設備的漏極終端用一個電池來象征表示。導通過程MOSFET4〔Figure4〕所示的四個階段。Vth,在這個過程，柵極絕大局部電流都CGSCGS。當電容CGS時器件的漏極電流和漏極電壓均未發(fā)生變化。VthMillerVGS,Miller。這是器件的線性工作區(qū)，電CGSCGD，VGS3〔pn〕后，漏極電壓必需保持在輸出電壓水平。進入導通過程的第三個階段，柵極電壓〔VGS,Miller〕已經足夠使漏極電流MillerCGD放電，這將加快漏源電壓變〔即直流電流源〕限制。MOSFETVGS段，電壓VGSMillerVDRV。這由于電容CGSCGD保持不變，漏源電壓也隨著導通阻抗的減小而漸漸的減小。關斷過程MOSFETVGS3VDRVMOSFETIDC5CISSMillerCISSMOSFETCGSCGD。器件的漏極電壓隨著過載電壓的減小而略微的增大。此階段漏極電流幾乎不變。在其次個階段，管子的漏源電壓從IDC·RDS(On)增加到最終值〔VDS(off)〕,由3CGD極電流仍舊等于負載電流，也就是圖3直流電源表示的感應電流。柵極電壓從VGS,Miller降到VthCGS，由于事實CGDMOSFET0。與此VDS(off)。VGSCGS供給。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變?！矡o論是導通還是關斷〕里，場效擇局部和柵極最適合工作條件的重要性。MOSFET典型的開啟延遲時間、關斷延遲時間、上升沿時間、下降沿時間會在和資料表上給的又是有很大差異。功率損耗可以分為兩類。過程包括電容CISS的充電和放電。當電容上的電壓發(fā)生變化時，肯定量的電荷0VDRV6〔Figure6〕是一個例如。這個圖表曲線給出了一個柵極電荷與柵極驅動電壓成函數關系的在最惡劣條件VDS(off)〕，也即，在整個開關周期中所需計算：〔這個頻率通常狀況等于開關頻率〕。值得留意在這個公式中的QG·fDRV項，它給出了驅動柵極所需的平均偏置電流。驅動MOSFET的柵極損耗在了柵極的驅動電路上。參看圖4抗。這樣的結果是，功率損耗并不取決于電荷流經阻抗元件的快慢。使用圖45RgateIGRgate2〕MOSFETVTHVGS,Miller。漏極電壓在開關間轉換時，Miller門驅動最主要的特性就是它在Miller平坦區(qū)電壓四周的拉電流和灌電流力量。VDRV條件下測得的，和MOSFET的實5V〔MOSFET2.5V〕時柵極驅動電流的力量。MOSFET232CRSSVDS(off)0t200。再次使用波形的線性近似，各自時間內的功率損耗近似為：T程來描述電路中的實際波形。由于那些變量，包括開啟電壓、MOSFETMOSFET算是可行的，是比較合理的。寄生局部的影響對開關性能最有深遠的影響是源極電感系數。在一個典型的電路中，寄生電感有兩個來源，一是MOSFET封裝時的封裝接線；二是在源極端和共地端的印刷開關過程中有兩個機制，這包括源極電感。在開關轉換的開頭，柵極電流漸漸增大〔由圖45〕。這個電流必需流經源極電感，而且會變慢，這取決于電感值。因此，MOSFET的輸入電容的充放電時間將會變長，這主要會影響導通延遲和截止延遲〔第一階段〕CISS7CISS〔包括輸出驅動局部、RGATE小一點的阻值電阻將會導致門驅動電壓波形的一個毛刺，但也會加快開啟速度。的幫助。3〔VDRV~VGS〕。電流變化率之間的微妙的平衡。并到一塊，由于他們之間是相互連接的。它們在MOSFET中作為導通阻尼器。在LD〔當漏極電流必需快速下降時LD個電壓比VDS(off)要高，這將會引起漏源電壓的一個毛刺，而且會增加截止開關損耗。這些點超出了本篇論文的范圍。接地門電路驅動PWMPWM88PWMMOSFETMOSFETPCBPWMMOSFETPWMMOSFET0.1uF1uF旁路電容的選擇MOSFETIC必需放得很近，直接接在偏置端和地線間更好。〔即無信號輸入電流〕，它可能變化10倍多，在一些集成電路的輸入狀態(tài)下。它本身就會在旁路電容上產生一些紋波，計算公式為：這是假設靜態(tài)電流在比較大的狀況下得到的。MOSFETCDRV在允許范圍內的電容值的公式為：0驅動保護在使用雙極型晶體管作為輸出級和直接驅動的另一個需要做的事情是為雙9npn圖中的每個npn掌握灌電流，下面那個恰好相反。在MOSFETMOSFETMOSFET源終端離得比較遠的狀況。雙極型晶體管推拉式驅動MOSFET10.像全部的外部驅動一樣，這種電路對掌握電流毛刺、功率損耗有效，這對PWMMOSFETnpnpnp或電感，這可增加電路抗干擾力量。圖10RGATERB體管的放大倍數而計算得來，以此來供給所需的柵極阻抗。VBIAS+VBEGND-VBE來防止反向電流。MOSFET推拉式驅動使用MOSFET11所示。PWMIC提速電路MOSFET，MOSFETGNDVDRV,MOSFET短的截止時間和更小的截止損耗。大的放電電流可以通過低輸出阻抗的MOSFET或者一個n損耗，但是加速電路會增加波形的噪聲，這是由MOSFET關斷時較大的電壓變化截止二極管下述的關于截止二極管電路的例子是在簡潔的以地位參考的柵極驅動電路12分流。僅當柵極電流高于下式值時，DOFF1N4148150maBAS40300ma左右。因此，當柵源電壓接近0dv/dt力量上有所幫助而已。另一個缺點是柵極關斷電流仍舊必需流經驅動的輸出阻抗。Pnp毋庸置疑的，快速關斷電路中最流行的設置就是使用局部pnp13RGATE，DONQOFF結供給保護，防止被反向擊穿。MOSFET〔兩個晶體管的柵源連接和集射連接1/2。關斷三極管的QOFF從npnMOSFETVDRV+0.7GND-0.7消退了柵極多余電壓的危急。電路的唯一的缺點是由于QOFF的結壓降使得柵極0。Npn要分析的下一個電路是npn局部關斷電路，如圖14所示。MOSFET止的。NpnQOFFQINVPWMMOSFET動中分走一局部電流，這降低了電路的效率。此外，QINV的飽和在門驅動時將會使關斷延遲變大。Nmos15nPWM0V。和前面一樣RGATEMOSFETCISSIC不固定的。dv/dtdv/dtdv/dt在這個公式中，最大的挑戰(zhàn)就是找到加電過程中消滅大的最大的dv/dt，然后對此進展保護。其次種狀況是在正常工作時，當漏源端時截止而dv/dtdv/dt強制加到它dv/dt保護。dv/dtdv/dtMOSFET電容CGD0dv/dt方程式：ICMOSFET25℃狀況下更大輸出阻抗。dv/dt13pnp就可以增大MOSFET最大dv/dt值。由于晶體管的放大倍數的作用等式增加的dv/dt體的設計打算。同步整流器驅動MOSFETNMOSFET，但是是應用于低電壓輸出電源中而不是用在整流二極管中。它們通常工作在限制格外嚴格的漏源電壓范圍內，因此，它們的電容V-IMOSFETMOSFETbuckQSR16在這個電路中第一個要確認的事是同步整流MOSFET的工作打算于電路中的另一個掌握開關，即前置開關QFW。兩個門驅動波形不是獨立的，而且它們特定的時MOSFET這可防止MOSFETQSR了。假設需要準確的、時間自適的開關速度快的，使用傳統(tǒng)技術通常是做不到的。因此，在很多狀況下，一個簡潔的周期〔從20ns80ns〕體二極管要比同步整流器先導通，后截止。柵極電荷工作區(qū)四分之一周期的電荷不一樣。當柵極導通時，漏源電壓幾乎為0，而且電CGDCDSMiller0VDRV0VDRVCGD：下式用來計算同步MOSFET整流器的總的柵極電荷：這個優(yōu)點無法實現，這是由于器件的RDS(on)比較低，而在同步整流器中由于器Miller同步MOSFET驅動，這就導致了額外的功率損耗。這種現象從圖17可看到，它也是下節(jié)要爭論的dv/dt留意事項的一局部。MOSFET電荷的爭論同樣適用。dv/dt圖17展現了QSR導通和截止時最重要的電路和電流組成。實際上，更準確關。QSRQFWQFWGNDCRSSQSRMOSFETQFWMOSFETQFWQFWGNDQSRCRSSMOSFETdv/dt個MOSFETMOSFET的導〔也就是開關速度〕打算各自的速度和電壓變化匹配。遵循下式可保證這一點：阻抗相比是微缺乏道的，那么，驅動輸出阻抗的比例約為：MOSFET10VQFW42%。當應用這些計算時，在設計中記住每個參數除了電壓VDRV是溫度相關的外它們的值必需適應最糟糕的工作條件。高邊非隔離柵極驅動電路分類。因此，它們是有差異的，無論是使用的P溝道還是N溝道的管子或者更多留意，下面涵蓋了涉及中全部方面的表可能很有幫助：·效率·偏置/電源電壓·速度限制·最大頻寬比限制·dv/dt·啟動條件·瞬態(tài)工作狀況·旁路電容大小·布線、接地留意事項P溝道器件的高邊驅動PMOSFETPWM掌握器的輸出必需進展反高邊PACP穿電壓低，那么就可承受此種驅動。一個典型的應用領域就是使用P溝道18PWMP絡導電。以此，為使柵極環(huán)形電感最小，正極輸入使用比較寬的線或一個層是比較令人滿足的。P簡潔的柵極驅動技術是使用一個集電極開路的驅動，如圖19所示。不幸的是，MOSFET需要考慮速度的開關驅動。20PWMPWM電路的開關速度很快，由RGATER2打算的。在開關導通時間，有很小的電流都是功率級的正向輸入供給，這局部通常是無視的?！策@是建立在主開關柵極電荷上關、和輸入電壓有關〔這是由于電流流入位移器〕。R1R2分壓。在大局部狀況下，保護電路是用來阻擋柵源端電壓過高。另一個困難是npn位移器的飽和，這會增加截止時間〔除了由R1和RGATE打算外〕。幸運的R2移動到QINV的放射極和GND理圖中的dv/dt的抑制主要由電阻R1設置。一個低的阻抗可以提高防止dv/dtPWMQINVMOSFET〔R1npn。尤其要留意的是飛速變化的電壓變化，由于在MOSFET直接的狀態(tài)下它可能引起dv/dt入電壓范圍內的需要。NNMOSFETN開關切換時猛烈的電壓波動和能夠驅動柵極電壓在電源正極電壓高的MOSFET。的這些困難使得高邊驅動成為一個有挑戰(zhàn)性的任務。NMOSFETPWM者是一個接地的驅動器。兩種狀況必需符合下面這個要求：一個典型的應用電路原理圖如圖21所示，使用一個可選擇的pnp關斷電路。pnp地端，相反,它必需經過負載,與器件的源極相連。在不連續(xù)的電感電流模式下，通過掌握整流二極管的pn結被打斷。在斷開時候，柵極放電電流通過連接地和MOSFETCgd功率級的高頻旁路電容。這些差異的最終結果是由于柵極驅動系統(tǒng)中有了更多的組件和更大的環(huán)路有不良的反響效果，使電路的開關動作慢了下來。接去驅動的另外一個顯著性差異是電路的開關節(jié)點——源極的動作。留意看MOSFET截止期間的源極的波形，可以看到一個格外大的負電壓。圖22介 紹 了 這 個 復 雜 的 開 關 行 動 。Miller,MOSFET源極和柵極同時下降，當VdsVgsMilerCgddv/dt0.7V-0.7V，整流二極管使開關節(jié)點固定到接近地的位置。MOSFET后，開關節(jié)點可以回到它的最終的電壓狀態(tài)，低于地一個二極管的電壓。高寄生電感值會導致對MOSFET的源極過多的負反響電壓，也可以使驅動器的輸出端低于地端。為了保護驅動，低壓降肖特基二極管可以連接輸出和地端，像圖21 標 示 的 那 樣 。0.假設di/dt。當電路處在負電壓的時候，即使是圖21所示的隨便的斷開提速電路也不能VBE，pnp容許的噪聲的上限。源極電壓要低于地幾百毫伏，而柵極則保持在大約0.7高溫的規(guī)律級設備來說。自舉柵極驅動技術N在兩個輸入電壓之間波動。但是，驅動器和它的變化的偏差可以被低電壓供給，邊電路之間的可觀的電容式開關電流。離散高性能變動的驅動器圖23展示了一個很典型的自舉原則的實施實例。PWM、R1、R2和電平位移晶體管組成。自舉電容CBST，一個有兩極的推拉輸出電路的驅動器和一般的柵極電阻就是自舉解決方案的變動的以源極為參1224NMOSPWMMOSFETnpnCbst過自舉電容器供給能量。在截止的時候，PWM電流開頭從R1和R2允許整流器導通。在主開關閉合期間，自舉電容器再次通過自舉二極管放電到水平。這個電流是由以地為參考的電路的和整流局部，這就是自舉技術的根本運行原理。集成自舉驅動器在中等輸入電壓,主要24V48VPWM24甚至對于更高的電壓來說,專用的驅動集成電路也可以用高達600V1mA0.5W這些應用程序的一種被廣泛使用的技術叫做脈沖鎖存電平轉換器，如圖25所示的那樣。PWM120KHz一些低電壓高邊驅動器芯片〔最高100V〕利用直流電平位移電路來消退脈沖鑒頻器的延遲，因此它們支持較高的工作頻率。自舉開關動作26NN負電壓。像前面展現的那樣，負電壓的振幅與連接主MOSFET與地的寄生電感成比例〔包括與整流器相連的寄生電感，器件的閉合速度大局部由柵極驅動電阻和輸入電容打算這個負電壓可以給驅動器的輸出級帶來很大的麻煩，由于它可以直接影響驅動器或者PMW集成電路的源極引腳——常常被叫做SRCVS個問題是可能在自舉電容上產生過壓電容很快被從處布滿電，由于是參考電壓自舉電容上面的最大電壓是和源極端的負電壓之和。能供給一個牢靠的解決過壓的方案，而且它還使自舉電容的充電速度變慢。SRC了一個小的、低正向電壓降的肖特基二極管。在這個電路中，個開關節(jié)點就可以不用打斷驅動器的動作而到達負幾伏。另外，與一的潛在威逼就是自舉電容的充電電流必需經過和的時間PWM時。自舉偏壓、瞬態(tài)問題和啟動28圖示中有4個重要的旁路電容。來看，自舉電容是最重要的組成元件。由于當主MOSFET為MOSFET值電流。在每一個開關周期正常運行時，自舉電容供給全部的柵極電荷來零，它們都取決于驅動器和電平位移器的實際動作。容值，：這里：不連續(xù)的運行，必需儲存足夠的能量使變動的偏置電壓保持在高邊柵極驅動集成電路的下限電壓之上一段更長的時間。在這樣的狀況下，最大的自舉電容值可以這樣得到：這里是通過的自舉偏壓的初始值， 是驅動器的下限電壓假設用離散的變動動驅動器來驅動的話，可以用最小的牢靠的柵極驅動電壓替換。0候使開關導通。類似于從前的瞬態(tài)模式，電容的最小值可以這樣計算：在某些應用,如在充電器中，輸出電壓要早于輸入能源應用于整流器。這些狀況下，主MOSFET的源極和的負極連接在輸出電壓上，自舉二極管可能在置和輸出電壓電位之間的電位差。假設輸入和輸出之間有足夠的電壓差，如圖29所示的由電阻二極管穩(wěn)壓二極管組成的簡潔的電路可以解決啟動問題。在這個啟動電路中，作為其次個自舉二極管用來在加電的時候給自舉電容充電。經過充電之后將會到達比正常狀況下的驅動器的偏置電壓高的齊納電壓自舉電容電流和齊納電流都被啟動電阻限制為了到達高效率，自舉線路將會始終存在于電路中。接地留意事項328即可用來識別最關鍵的高強度電流在一個循環(huán)中的典型應用。MOSFET的源極也就是以為參考的地方完畢。截止過程更為簡單，由于柵極電流有兩個獨立的局部。電容的放電電流被很好的定位，它流經柵極電阻、驅動器截止的晶體管從功率場效應管的源極流向柵極另一方面電容的電流必需流經電阻驅動器截止的晶體管輸出濾波器最終流經功率級的輸入電容這三個載有柵極驅動電流的環(huán)路都必需縮小到印刷電路板上。旁路電容以及功率級的整流二極管或者晶體管。從以地為參考的驅動器電容通過自舉二極管再次充電，使的正極和地連接起來。這種再充電過到它自己的輸入上面。依據閱歷，需要比大幾個數量級。為了保證牢靠性，將循環(huán)線路縮小到印刷電路板上面也同樣重要。30了兩個高邊驅動集成電路中的寄生電容電流的線路。線之間的電容電流還需要使兩者地之間的可能的差異性最小。得到很大的改善。這些環(huán)路有兩種地常常被標成GNDCOM，在設計上供給了更COM和而言，動的組成局部。

溝通耦合柵極驅動電路不是被原始的驅動器的輸出電壓０Ｖ到驅動而是被到驅ｄｖ／ｄｔ的免疫力量。值的。溝通耦合的根本成分由耦合電容Ｃｃ和柵極到源極的負載電阻組成。外為流經耦合電容的電流供給了線路假設沒有這個電流成分或許通ＣｃＣｃ確定通過電路中的耦合電容和的直流電壓假設沒有鉗位電路一個固定的的電流可以看成是通過Ｃｃ的的電荷是：在穩(wěn)態(tài)工作時，這兩個電荷必需相等。解Ｖｃ的方程式就可以得到通過耦合電容的電壓值：得有些缺乏。這種在比較大的占空比狀況下不適當的導通電壓可以通過像圖３１展現的那樣給并聯一個鉗位電路的方法來解決它對耦合電容電壓的影響在圖３２中也幅度內的最小的啟動電壓。耦合電容的計算Ｃｃ的電荷量都在開關頻率的根底上引起了通過耦小。這個波動電壓可以依據前面計算的電荷量來計算：由于，因此這個式子整理之后可以得到Ｃｃ的值：當Ｄ=0.5幅在的10%。耦合電容的啟動瞬態(tài)先被確定，為了做出適當的打算，應當首先檢查溝通耦合電路的啟動瞬態(tài)。和Ｖｃ知量的計算公式：通過它們兩個可以得出唯一的方案。取代其次個表達式中的的表達式，最差的狀況下，Ｄ＝０．５，又，第一個方程就得到了解決，簡化后的電容值表達式為：ｐａｇｅ３０一旦得值計算出來，它的值和需要的啟動時間常數共同打算了下拉可以承受更大的電流。變壓器耦合柵極驅動在高電壓柵極驅動芯片消滅之前，唯一的可行的解決方法就是用一個柵極還在使用，它們都有自己的優(yōu)缺點，可以用在不同的應用中。集成的高邊驅動電規(guī)格。極驅動的聯系。2肯定要有良好的絕緣性。的時間延遲，比較低的漏電流還是很有必要。定律對于單端電流模式PWM掌握的變壓器耦合柵極驅動電路的設計有很大的影響。括最大占空比時以及同時最大輸入電壓時的最壞狀況下的瞬態(tài)的全部的供給電壓?！矁H僅在它們必需溝通耦合，這樣它們才可以雙向磁化工作。單端變壓器耦合柵極驅動電路33耦合電容必需和柵極驅動變壓器的初級線圈串聯來為磁化的磁芯供給復位壓器也會變得飽和。Cc態(tài)值是：像溝通耦合直接驅動一樣，實際的柵極驅動電壓Vc隨著占空比而變化。另L-CL-CCcRcRc記住上面的公式中RcPWM能會導致諧振期間不行承受的通過柵極和源極端的電壓。式估算出：磁化局部對驅動器的網絡電流以及方向有另外一個重大的影響。圖34展現供。

態(tài)的時候一樣的狀況也會發(fā)生。就是增加阻抗電流來抵消磁化電流的影響。寬的占空比，像整流器中的那樣，圖33中的電路沒有供給足夠的柵極驅動35這里用了另外一個耦合電容和一個簡潔的二極管來使變壓器的次級線圈恢復到二極管。耦合電容的計算耦合電容值的計算是建立在最大的波動電壓和從前溝通耦合電路描述的穩(wěn)的方程式跟直接耦合柵極驅動電MOSFET個是與柵極下拉電阻中的電流有關：圈的耦合電容：可以保證在各種條件下保持在目標波動電壓之下的最小的電容值可以通過確定計參數以及元件值。大多數實際狀況下，它會下降到D=0.6到D=0.8范圍內。另外還要留意消滅在主MOSFET晶體管柵極的總的波動電壓， 當需要特定的波動電壓和柵極壓降的時候，它必需分別到兩個耦合電容之間。柵極驅動變壓器的設計PWM用振幅固定的信號來驅動柵極驅動變壓器。全部狀況下，柵極驅動變壓器在B-H曲線的第一個和第三象限都工作。下面的公式來計算：其中過初級線圈的電壓，t是指脈沖的持續(xù)時間，是指t時間內峰Ae36引線的柵極驅動變壓器的標準積與整流器占空度之間的關系。對于一個溝通耦合電路來說，最壞的狀況就是D=0.5，直接驅動到達了最大變壓的的電壓成比例地減小。Np的方程式中列出困難的緣由是在暫態(tài)的時候不穩(wěn)定的狀態(tài)PWM態(tài)條件下的通量峰值之間的利潤對于大多數設計來說，掩蓋瞬態(tài)已經足夠了。根線都應當保持單層。初級線圈應當盡量靠近中心，后面跟著低邊區(qū)域的導線，邊局部的導線供給了掌握線圈以及變動局部和電源電線之間的自然的屏蔽。兩種功能的變壓器耦合電路應用。掌握給在一個變動的應用中只使用一個變壓器的低壓柵極驅動芯片。了柵極驅動欠壓時的處理還是令人滿足的。偏壓，也保護了驅動器的輸入免受變壓器的次級線圈的負的復位電壓的MOSFET片和偏置電容的一局部電流。有前面的方案中的開啟延遲了。雙端變壓器耦合柵極驅動MOSFET39的簡化的原理圖。在這些應用中，兩極對稱的柵極驅動電壓很有效，在第一個時鐘周期中，是導通的，迫使通過柵極驅動變壓器的初級線圈產生了一個正壓。在下一個時鐘周期中，導通了一段時間〔穩(wěn)態(tài)時間，通過磁化電感產生了一0V。因此在推挽式柵極驅動電路中不需要溝通耦合。這些小的偏差可以很簡潔地被驅動器的輸出阻抗或者跟變壓器的初級線圈串聯感的直流電流值定義如下：

和磁化電為了表現這個問題的繁瑣，我們假設〔百分之六的占空比不同，，，是高邊和低邊的輸出阻抗之和，直流電流的結果值是24mA，額外的功耗僅為3mW。柵極驅動器的設計應當遵循的規(guī)章和程序和這一章介紹過的規(guī)章和程序是一樣的，最大的伏秒積由空比限制。

和開關周期打算，由于通常推挽式的電路沒有占〔大約為3:。特別的應用。依據調相技術，這個功率級用了四個50%占空比的柵極驅動信號。每個腿的兩個MOSFET都需要可以由同一個柵極驅動變壓器的兩個輸出繞組供給的補充驅0.5，轉變兩個補充的脈沖序列之間的相位關PWM掩蓋暫態(tài)時候不平均的占空比。dv/dt的影響。最終的評論，概要獨特的、的性能才突出表現了出來。統(tǒng)的觀點，這些程序可以用下面的分步的清單來總結概括：柵極驅動設計程序應在功率級設計好之后以及選好功率組件之后。MOSFETMOSFETdv/dtdi/dt通常由功率級的不同的阻尼或者共振電路打算。荷、、閾值電壓、米勒穩(wěn)定電壓、柵極內阻等等。后選擇跟功率級的拓撲構造吻合的柵極驅動電路。壓來減小MOSFET的。dv/dt柵極電阻，想要的開關速度。假設需要設計〔或者選擇〕一個柵極驅動變壓器。計算出溝通耦合狀況下的耦合電容值。檢查啟動或者瞬態(tài)運行條件，特別是在溝通耦合柵極驅動電路中。估量驅動器的dv/dt和di/dt的力量，并和功率級打算的值比較一下。假設需要增加一個斷開電路，計算它的組件的值來到達dv/dt和di/dt的要求。檢查驅動電路中全部的功耗。計算出旁路電容值。優(yōu)化印刷電路板的布局使寄生電感到達最小。刷版上的柵極驅動波形。需要的時候通過轉變柵極驅動電阻來增加保護或者調整共振電路。MOSFET條件下檢測。AE一步接著一步的柵極驅動設計例子。REFERENCESV.Barkhordarian,“PowerMOSFETBasics”,InternationalRectifier,TechnicalPaperS.Clemente,etal.,“UnderstandingHEXFET?SwitchingPerformance”,InternationalRectifier,ApplicationNote947B.R.Pelly,“ANewGateChargeFactorLeadstoEasyDriveDesignforPowerMOSFETCircuits”,InternationalRectifier,ApplicationNote944A“UnderstandingMOSFETData”,Supertex,DMOSApplicationNoteAN-D15K.Dierberger,“GateDriveDesignForLargeDieMOSFETs”,PCIM‘93,reprintedasAdvancedPowerTechnology,ApplicationNoteAPT9302D.Gillooly,“TC4426/27/28SystemDesignPractice”,TelComSemiconductor,ApplicationNote25“GateDriveCharacteristicsandRequirementsforHEXFET?s”,InternationalRectifier,ApplicationNoteAN-937“TK75050SmartMOSFETDriverDatasheet”,TOKOPowerConversionICsDatabook,ApplicationInformationSectionAdams,“BootstrapComponentSelectionForControlIC’s”,InternationalRectifier,DesignTipDT98-2“HVFloatingMOS-GateDriverICs”,InternationalRectifier,ApplicationNoteINT978C.Chey,J.Parry,“ManagingTransientsinControlICDrivenPowerStages”InternationalRectifier,DesignTipDT97-3“HIP408XLevelShifterTypes”,HarrisSemiconductor“IR2110HighandLowSideD