【無線射頻芯片】-X和Ku波段小尺寸無線電設計

1/1X和Ku波段小尺寸無線電設計衛(wèi)星通信、雷達和信號情報(SIGINT)領域的很多航空航天和防務電子系統(tǒng)早就要求使用一部分或全部X和Ku頻段。隨著這些應用轉向更加便攜的平臺，如無人機(UAV)和手持式無線電等，開發(fā)在X和Ku波段工作，同時仍舊保持極高性能水平的新型小尺寸、低功耗無線電設計變得至關重要。本文介紹一種新型高中頻架構，其顯著削減了接收機和放射機的尺寸、重量、功耗與成本，而系統(tǒng)規(guī)格不受影響。由此產生的平臺與現(xiàn)有無線電設計相比，模塊化程度、敏捷性和軟件定義程度也更高。

簡介

近年來，推動RF系統(tǒng)實現(xiàn)更寬帶寬、更高性能、更低功耗，同時提高頻率范圍并縮小尺寸的力氣越來越強大。這一趨勢已成為技術進步的驅動力，RF器件的集成度遠超以往所見。有很多因素在推動這一趨勢。

衛(wèi)星通信系統(tǒng)為了發(fā)送和接收每天收集到的數(shù)TB數(shù)據(jù)，對數(shù)據(jù)速率的要求已達到4Gbps。這一要求推動系統(tǒng)的工作頻率提高到Ku和Ka波段，緣由是在這些頻率上更簡單實現(xiàn)更寬的帶寬和更高的數(shù)據(jù)速率。這勢必導致通道密度更高，每通道的帶寬更寬。

在信號情報領域，性能要求也在不斷提高。此類系統(tǒng)的掃描速率越來越高，故而要求系統(tǒng)具有快速調諧PLL和寬帶寬掩蓋范圍。對尺寸更小、重量更輕、功耗更低(SWaP)和集成度更高系統(tǒng)的需求，源于業(yè)界盼望在現(xiàn)場操作手持式設備，以及盼望提高大型固定位置系統(tǒng)的通道密度。

相控陣的進展同樣得益于單芯片RF系統(tǒng)集成度的提高。集成讓收發(fā)器越來越小，使得每個天線元件都可以有自己的收發(fā)器，進而促使模擬波束賦形向數(shù)字波束賦形轉變。通過數(shù)字波束賦形，單一陣列可以同時追蹤多個波束。相控陣系統(tǒng)應用廣泛，包括天氣雷達和定向通信等。由于低頻信號環(huán)境變得越來越擁堵，很多應用不行避開地要求提高頻率。

本文介紹如何利用一種高度集成的架構來應對上述挑戰(zhàn)，該架構將AD9371收發(fā)器用作中頻接收機和放射機，使得整個中頻級及其相關器件都可以從系統(tǒng)中移除。文中比較了傳統(tǒng)系統(tǒng)與提議的架構，并舉例說明白如何通過典型設計流程來實現(xiàn)此架構。詳細說來，使用集成收發(fā)器可以實現(xiàn)一些高級頻率規(guī)劃，這是標準超外差樣式收發(fā)器做不到的。

超外差架構概述

超外差架構由于能實現(xiàn)很高的性能而成為多年來的首選架構。超外差接收機架構通常包括一個或兩個混頻級，混頻級饋入模數(shù)轉換器(ADC)。典型超外差收發(fā)器架構如圖1所示。

圖1.傳統(tǒng)X和Ku波段超外差接收和放射信號鏈

第一轉換級將輸入RF頻率上變頻或下變頻至帶外頻譜。第一IF（中頻）的頻率取決于頻率和雜散規(guī)劃、混頻器性能以及RF前端使用的濾波器。然后，第一IF向下轉換為ADC可以數(shù)字化的較低頻率。雖然ADC在處理更高帶寬的力量上取得了巨大進步，但為達到最優(yōu)性能，其頻率上限目前是2GHz左右。輸入頻率更高時，必需考慮性能損失，而且更高輸入頻率要求更高時鐘速率，這會導致功耗上升。

除混頻器外，還有濾波器、放大器和步進衰減器。濾波用于抑制不需要的帶外(OOB)信號。若不加抑制，這些信號會在目標信號上產生雜散，使目標信號很難或無法進行解調。放大器設置系統(tǒng)的噪聲系數(shù)和增益，供應足夠高的靈敏度以接收小信號，同時又不是太高以至于ADC過度飽和。

還有一點需要留意，此架構經常需要使用表面聲波(SAW)濾波器以滿意ADC嚴格的抗混疊濾波器要求。SAW濾波器會供應急劇滾降性能以滿意這些要求，但同時也會帶來明顯的延遲和紋波。

圖2所示為一個X波段超外差接收機頻率規(guī)劃示例。該接收機盼望接收8GHz和12GHz之間的信號，帶寬為200MHz。目標頻譜與可調諧本振(LO)混頻，產生5.4GHzIF。然后，5.4GHzIF與5GHzLO混頻以產生最終的400MHzIF。最終IF范圍是300MHz至500MHz，這是許多ADC能夠發(fā)揮良好性能的頻率范圍。

圖2.X波段接收機頻率規(guī)劃示例

接收機的重要特性

除了熟知的增益、噪聲系數(shù)和三階交調截點特性以外，影響接收機架構頻率規(guī)劃的其他典型特性包括鏡像抑制、IF抑制、自發(fā)雜散和LO輻射。

鏡像雜散目標頻段之外的RF，其與LO混頻產生IF的干擾。

IF雜散IF頻率的信號，其通過混頻器之前的濾波潛入，顯示為IF干擾。

LO輻射來自LO的RF泄漏到接收機鏈的輸入連接器。LO輻射是可以檢測到的，即使在僅接收的工作模式下也能檢測（參見圖3）。

圖3.LO輻射泄漏通過前端返回

自發(fā)雜散接收機內部的時鐘或本振混頻導致的IF雜散。鏡像抑制特性同時適用于第一和其次混頻級。在X和Ku波段的典型應用中，第一混頻級的中心頻率可以是5GHz到10GHz范圍的高IF。這里需要高IF，緣由是鏡像頻率為Ftune+2IF，如圖4所示。IF越高，鏡像頻段離得越遠。此鏡像頻段必需在其到達第一混頻器之前加以抑制，否則此范圍內的帶外能量會表現(xiàn)為第一IF中的雜散。這是通常使用兩個混頻級的主要緣由之一。假如只有一個混頻器，并且IF為數(shù)百MHz，那么將很難在接收機前端中抑制鏡像頻率。

圖4.混頻進入IF的鏡像

將第一IF下變頻至其次IF時，其次混頻器也存在一個鏡像頻段。其次IF的頻率較低（幾百MHz到2GHz），故第一IF濾波器的濾波要求可能視狀況而不同。對于其次IF為幾百MHz的典型應用，高頻第一IF的濾波可能特別困難，需要很大的定制濾波器。這經常是系統(tǒng)中最難設計的濾波器，由于頻率很高且抑制要求通常很窄。

除鏡像抑制外，還必需有力地濾除從混頻器返回接收輸入連接器的LO功率水平。這樣可確保無法由于輻射功率而檢測到用戶。為此，LO應遠離RF通帶，確?？梢詫崿F(xiàn)充分濾波。

高中頻架構概述

最新集成收發(fā)器產品包括AD9371，它是一款300MHz至6GHz直接變頻收發(fā)器，具有兩個接收通道和兩個放射通道。接收和放射帶寬可在8MHz至100MHz范圍內調整，工作模式可配置為頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD)。該器件采納12mm2封裝，TDD模式下功耗約為3W，F(xiàn)DD模式下功耗約為5W。由于正交糾錯(QEC)校準的優(yōu)勢，它實現(xiàn)了75dB到80dB的鏡像抑制性能。

圖5.AD9371直接變頻收發(fā)器功能框圖

集成收發(fā)器IC的性能進步開啟了新的可能性。AD9371集成了其次混頻器、其次IF濾波和放大、可變衰減ADC以及信號鏈的數(shù)字濾波和抽取功能。在該架構中，AD9371（其調諧范圍為300MHz至6GHz）可調諧到3GHz和6GHz之間的頻率，直接接收第一IF（參見圖6）。其增益為16dB，NF為19dB，5.5GHz時的OIP3為40dBm，故AD9371是特別抱負的IF接收機。

圖6.X或Ku波段TRx，AD9371用作中頻接收機

集成收發(fā)器用作IF接收機，便不再需要像超外差接收機那樣擔憂通過其次混頻器的鏡像，這可以大大降低第一IF帶的濾波需求。不過，為了消退收發(fā)器中的二階效應，仍舊需要肯定的濾波。第一IF帶現(xiàn)在應以兩倍的第一IF頻率供應濾波以消退此類效應，這比濾除其次鏡像和其次LO要簡單得多，它可能接近數(shù)百MHz。通常，利用低成本的小型LTCC濾波器成品即可滿意此類濾波要求。

這種設計還使系統(tǒng)具有很高的敏捷性，可針對不同應用而輕松加以重復使用。敏捷性的表現(xiàn)之一是IF頻率選擇。IF選擇的一般閱歷法則是讓它比經過前端濾波的目標頻譜帶寬高1GHz至2GHz。例如，若設計師需要4GHz頻譜帶寬（17GHz至21GHz）經過前端濾波器，則IF可以位于5GHz頻率（比目標帶寬4GHz高1GHz）。這有助于前端實現(xiàn)濾波。假如只需要2GHz帶寬，可以使用3GHz的IF。此外，AD9371具有軟件定義特性，很簡單隨時轉變IF，所以特殊適合需要避開堵塞信號的認知無線電應用。AD9371的帶寬也可以在8MHz至100MHz范圍內輕松調整，有利于避開目標信號四周的干擾。

高中頻架構的高集成度使得最終的接收機信號鏈所占空間只有等效超外差架構的50%左右，同時功耗降低30%。另外，高中頻架構接收機比超外差架構更為敏捷。這種架構是要求小尺寸、高性能的低SWaP市場的福音。

高中頻架構接收機頻率規(guī)劃

高中頻架構的優(yōu)點之一是能夠調諧IF。當試圖創(chuàng)建一個能避開干擾雜散的頻率規(guī)劃時，這種力量特殊有用。當接收到的信號在混頻器中與LO混頻并產生一個非IF頻段內目標信號音的mn雜散時，就會引起干擾雜散。

混頻器依據(jù)公式mRFnLO產生輸出信號和雜散，其中m和n為整數(shù)。接收信號產生的mn雜散可能落在IF頻段中；某些狀況下，目標信號音會引起一個特定頻率的交越雜散。

例如，若觀測一個設計為接收12GHz至16GHz信號且IF為5.1GHz的系統(tǒng)，如圖7所示，則引起帶內雜散的mn鏡像頻率可依據(jù)下式確定：

圖7.12GHz至16GHzRxTx高中頻架構

在此式中，RF為混頻器輸入端的RF頻率，其導致一個信號音落在IF中。試舉一例，假設接收機調諧到13GHz，這意味著LO頻率為18.1GHz(5.1GHz+13GHz)。將這些值代入上式，并允許m和n在0到3的范圍內變動，則可得到如下RF公式：

結果如下表所示。

表1.18.1GHzLO的MN雜散表

mnRFsum(GHz)RFdif(GHz)1123.2131241.331.11359.449.22111.66.52220.6515.552329.724.6317.7334.3333213.76710.3673319.816.4表中的第一行（黃色亮顯）顯示所需的13GHz信號，它是混頻器中的11的結果。其他亮顯單元顯示可能有問題的帶內頻率，它們可能表現(xiàn)為帶內雜散。例如，15.55GHz信號在12GHz到16GHz的目標范圍內。輸入端一個15.55GHz信號音與LO混頻，產生一個5.1GHz信號音(18.1215.552=5.1GHz)。其他未亮顯行也可能造成問題，但由于其在帶外，可以通過輸入帶通濾波器濾除。

雜散水平取決于多個因素。主要因素是混頻器的性能。混頻器從根本上說是一個非線性器件，其內部會產生很多諧波。依據(jù)混頻器內部二極管的匹配精度和混頻器雜散性能的優(yōu)化程度，可確定輸出雜散水平。數(shù)據(jù)手冊通常會供應一個混頻器雜散圖表，它可以關心確定雜散水平。表2所示的例子是混頻器HMC773ALC3B的雜散水平表。該表給出的是雜散相對于11目標信號音的dBc水平。

表2.HMC773ALC3B混頻器雜散表

nLO012345mRF014.23532.150.361.411.917.731.132.861.228355.36059.6673.787.9382.686.16868.561.985.947686.782.177.474.975.8569.374.785.38785.162利用此雜散表并擴展表1中所做的分析，我們便可全面了解哪些mn鏡像音可能會干擾接收機，以及其水平是多少?？梢陨梢粋€電子表格，其輸出與圖8所示相像。

圖8.12GHz至16GHzRx的mn鏡像

此圖中的藍色部分表示所需帶寬。線段表示不同的mn鏡像及其水平。由此圖很簡單知道，混頻器之前需要滿意什么樣的濾波要求才能消退干擾。本例中有多個鏡像雜散落在帶內，無法濾除。下面將說明如何利用高中頻架構的敏捷性來繞開其中的一些雜散，這是超外差架構做不到的。

接收模式下避開干擾

圖9顯示了一個類似頻率規(guī)劃，其范圍是8GHz到12GHz，默認IF為5.1GHz。此圖是混頻器雜散的另一種視圖，顯示了中心調諧頻率與mn鏡像頻率的關系，而不是之前所示的雜散水平。此圖中的1:1粗對角線表示期望的11雜散。圖上的其他直線代表mn鏡像。此圖左側代表IF調諧無敏捷性的部分。這種狀況下，IF固定在5.1GHz。調諧頻率為10.2GHz時，21鏡像雜散跨過目標信號。這意味著假如調諧到10.2GHz，那么很有可能四周信號會堵塞目標信號的接收。右側顯示了通過敏捷IF調諧解決這個問題的方法。這種狀況下，在9.2GHz四周時IF從5.1GHz切換到4.1GHz，從而防止交越雜散發(fā)生。

圖9.無IF敏捷性時的mn交越雜散（上），利用IF調諧避開交越（下）

這只是一個說明高中頻架構如何避開堵塞信號的簡潔例子。當結合智能算法來確定干擾并計算新的可能IF頻率時，便有很多可行的方法來構建一種能夠敏捷適應任何頻譜環(huán)境的接收機。這就像確定給定范圍（通常是3GHz到6GHz）內的合適IF一樣簡潔，然后依據(jù)該頻率重新計算并設置LO。

高中頻架構放射機頻率規(guī)劃

同接收頻率規(guī)劃一樣，也可以利用高中頻架構的敏捷性來改善放射機的雜散性能。對接收機而言，頻率成分有時是無法猜測的。但對放射機而言，輸出端的雜散更簡單猜測。此RF成分可利用下式來猜測：

其中，IF通過AD9371調諧頻率預先確定，LO通過所需輸出頻率確定。

像對待接收通道一樣，放射側也可以生成混頻器圖表。示例如圖10所示。在此圖中，最大雜散是鏡像和LO頻率，利用混頻器之后的帶通濾波器可將其降到所需水平。在FDD系統(tǒng)中，雜散輸出可能會使鄰近接收機降敏，帶內雜散會帶來問題，這種狀況下IF調諧的敏捷性便很有用。在圖10所示例子中，假如使用5.1GHz的靜態(tài)IF，放射機輸出端會存在一個接近15.2GHz的交越雜散。通過將14GHz調諧頻率時的IF調整到4.3GHz，便可避開該交越雜散，如圖11所示。

圖10.無濾波的輸出雜散

圖11.靜態(tài)IF引起交越雜散（上），利用IF調諧避開交越雜散（下）

設計示例寬帶FDD系統(tǒng)

為了展現(xiàn)這種架構能夠實現(xiàn)的性能，我們利用ADI公司成品器件構建了一個接收機和放射機FDD系統(tǒng)原型，其接收頻段的工作頻率范圍配置為12GHz至16GHz，放射頻率的工作頻率范圍為8GHz至12GHz。使用5.1GHz的IF來收集性能數(shù)據(jù)。接收通道的LO范圍設置為17.1GHz至21.1GHz，放射通道的LO范圍設置為13.1GHz至17.1GHz。原型的功能框圖如圖12所示。在該圖中，X和Ku變頻器板顯示在左側，AD9371評估板顯示在右側。

圖12.X和Ku波段RxTxFDD原型系統(tǒng)功能框圖

增益、噪聲系數(shù)和IIP3數(shù)據(jù)在接收下變頻器上收集，顯示于圖13（上）中。整體而言，增益約為20dB，NF約為6dB，IIP3約為2dBm。利用均衡器可實現(xiàn)額外的增益調整，或者利用AD9371中的可變衰減器執(zhí)行增益校準。

圖13.Ku波段Rx數(shù)據(jù)（上），X波段Tx數(shù)據(jù)（下）

同時也測量了放射上變頻器，并記錄其增益、P1dB和OIP3。此數(shù)據(jù)與頻率的關系顯示于圖13（下）。增益約為27dB，P1dB約為22dBm，OIP3約為32dBm。

當此板與集成收發(fā)器一起使用時，接收和放射的總體特性如表3所示。

表3.系統(tǒng)總體性能表

Rx,12GHz至16GHzTx,8GHz至12GHz增益36dB輸出功率23dBm噪聲系數(shù)6.8dB本底噪聲132dBc/HzIIP33dBmOIP331dBmPin，最大值

(無AGC)33dBmOP1dB22dBm帶內mn60dBc帶內雜散70dBc功耗3.4W功耗4.2W總的來說，接收機性能與超外差架構相當，而功耗大大降低。等效超外差設計的接收機鏈功耗會高于5W。此外，原型板的建筑并未以縮小尺寸為優(yōu)先目標。利用適當?shù)腜CB布局技巧，并將AD9371集成到與下變頻器相同的PCB上，采納這種架構的解決方案總尺寸可縮小到僅4到6