模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)第2章

它有空穴和電子兩種載流子參與導(dǎo)電，故稱雙極型。分為硅管和鍺管；大、中、小功率管；高頻管和低頻管。半導(dǎo)體三極管（簡稱三極管）就是一種能將直流能量轉(zhuǎn)化為交流能量的器件，這樣的器件也稱為有源器件。第2章半導(dǎo)體三極管及基本放大電路

半導(dǎo)體三極管又稱為雙極型三極管（BipolarJunctionTransistor，BJT）、晶體三極管，簡稱三極管，是最為常用的一種半導(dǎo)體器件。它是通過一定的工藝，將兩個PN結(jié)結(jié)合在一起的器件。由于PN結(jié)之間的相互影響，使三極管表現(xiàn)出不同于二極管單個PN結(jié)的特性而具有電流放大作用，從而使PN結(jié)的應(yīng)用發(fā)生了質(zhì)的飛躍。本節(jié)將圍繞三極管為什么具有電流放大作用這個核心問題，討論三極管的結(jié)構(gòu)、內(nèi)部載流子的運動過程以及它的各極電流分配關(guān)系。

2.1.1三極管的結(jié)構(gòu)與符號

[實物演示]各類三極管及其外形三極管按結(jié)構(gòu)可分為NPN和PNP兩類。三極管的結(jié)構(gòu)：（硅平面型、鍺合金型）三個區(qū)：基區(qū)、發(fā)射區(qū)、集電區(qū)三個極：基極、發(fā)射極、集電極三個結(jié)：發(fā)射結(jié)、集電結(jié)集電極集電結(jié)Jc發(fā)射結(jié)Je

N基區(qū)P

發(fā)射區(qū)P

發(fā)射區(qū)cc發(fā)射極e基極b（a）結(jié)構(gòu)示意圖（b）符號PNP型三極管（a）結(jié)構(gòu)示意圖

（b）符號NPN型三極管集電結(jié)Jc發(fā)射結(jié)JeP

基區(qū)N

發(fā)射區(qū)N

發(fā)射區(qū)集電極cc發(fā)射極e基極b2.1.2三極管放大原理1．三極管的偏置放大電路中的三極管都需要提供直流電源，并得到一個合適的偏置。

由于三極管有兩個PN結(jié)，所以偏置的方式有四種：發(fā)射結(jié)正偏、集電極反偏；發(fā)射極反偏、集電結(jié)正偏；二結(jié)均正偏；二結(jié)均反偏。放大電路中的三極管的偏置應(yīng)為發(fā)射結(jié)正偏、集電結(jié)反偏。NPN型三極管，UC>UB>UE

；PNP型三極管，UC<UB<UE。（a）NPN型三極管的直流供電電路（b）PNP型三極管的直流供電電路三極管的直流供電電路之一（a）NPN型三極管的直流供電電路（b）PNP型三極管的直流供電電路三極管的直流供電電路之二圖1.3.5NPN三極管內(nèi)部載流子的運動

2．三極管的電流分配關(guān)系半導(dǎo)體三極管內(nèi)有兩種載流子參于導(dǎo)電，故稱為雙極型三極管（BJT）。三極管的電流分配關(guān)系由節(jié)點電流定律，有IE

=ICN

＋IBNIB

=IBN

－ICBOIC

=ICN

＋ICBO

由上述三式可得IE

=IB

＋IC定義

稱為共基極直流電流放大系數(shù)，其值一般在0.95至0.995之間；定義

稱為共發(fā)射極直流電流放大系數(shù),其值一般在幾十至幾百之間。由于ICBO一般很小，若忽略ICBO

，則有

IB

≈IBN

IC

≈ICN

IE

=ICN

＋IBN=IB

＋IC

因此，

且有

若考慮ICBO，則由上式得

上式第二項用ICEO表示，即于是通常稱ICEO為穿透電流，或集電極.發(fā)射極間反向飽和電流。管子各極的電流及方向如圖所示。PNP型管的各極電流方向與NPN型管相反，但電流分配關(guān)系完全相同。三極管三個電極的電流中，IB最小，IE最大，IC≈IE

,即

IE＞IC＞IB

。（a）（b）三極管各極的電流及方向（a）NPN型（b）PNP型2.1.3三極管的特性曲線和主要參數(shù)采用共射接法的三極管的特性曲線稱為共射特性曲線。三極管有三個電極，而且還有放大作用，所以它的特性曲線要比二極管復(fù)雜的多。常用的是輸入特性曲線和輸出特性曲線。測量三極管共射特性曲線的電路

輸入特性曲線反映了三極管輸入端的電流iB和電壓uBE關(guān)系，輸出特性曲線則反映了三極管輸出端的電流iC和電壓uCE的關(guān)系。

1.共射輸入特性曲線三極管的共射輸入特性曲線表示當管子的輸出電壓uCE為常數(shù)時，輸入電流iB與輸入電壓uBE之間的關(guān)系曲線，即在一般情況下，當uCE較大（大于1V）時，三極管工作在正常放大狀態(tài)，則uCE對iB的影響很小。因此，為使問題簡單化，將只考慮保證uCE始終大于1V，但并不固定uCE為某一數(shù)值，其誤差很小。0.6共射輸入特性曲線1V0.5VuCE=0V0.20.40.8020406080iB

(mA)20℃uCE(V)圖1.3.9為某硅NPN管的共射輸入特性曲線

（1）uCE=0V時，相當于c、e極短路，這時三極管可以看為兩個二極管的正向并聯(lián)，因此uCE=0V的輸入特性與二極管的正向特性相似，但更陡一些。（2）隨著uCE的增大，曲線逐漸右移。這是因為隨著uCE的增大，基區(qū)調(diào)寬效應(yīng)使電子在基區(qū)與空穴的復(fù)合減少，在相同的uBE下iB減小，曲線右移。（3）uCE≥1V以后各條輸入特性曲線密集在一起，幾乎重合。由于在實際使用時，uCE一般總是大于1V的，因此通常只畫出有用的uCE=1V的那條輸入特性曲線。(4)一般硅管的│UBE│≈0.7V，鍺管的│UBE│≈0.2V。(5)輸入特性是非線性的。總之，三極管的輸入特性曲線與二極管的正向特性相似，因為b、e極間是正向偏置的PN結(jié)。2．共射輸出特性曲線

共射組態(tài)時，三極管的輸出電流iC不但取決于輸出電壓uCE

，而且與輸入電流iB有關(guān)。三極管的共射輸出特性曲線表示當管子的輸入電流iB為某一常數(shù)時，輸出電流iC與輸出電壓uCE之間的關(guān)系曲線，即共射輸出特性曲線ΔiＣ放大區(qū)uCE=uBEΔiBICEO

iC(mA)uCE

(V)02468101024680iB=140μA120μA100μA80μA60μA40μA20μA截止區(qū)飽和區(qū)20℃圖1.3.10為某硅NPN三極管的共射輸出特性曲線

（1）曲線起始部分較陡，且不同iB曲線的上升部分幾乎重合。這表明uCE很小時，uCE略有增大，iC就很快增加，但iC幾乎不受iB的影響。（2）當uCE較大（如大于1V）后，曲線比較平坦，但略有上翹。（3）輸出特性是非線性的。由共射輸出特性曲線，可以把三極管的工作狀態(tài)分為三個區(qū)域

：截止區(qū)、放大區(qū)、飽和區(qū)（1）截止區(qū)

通常把iB=0（此時iC=iE=ICEO）的輸出特性曲線以下的區(qū)域稱為截止區(qū)。截止區(qū)的特點是各極電流均很?。ń咏虻扔诹悖藭r發(fā)射結(jié)和集電結(jié)均反偏，三極管失去放大作用且呈高阻狀態(tài)，e、b、c極之間近似看作開路。（2）放大區(qū)

放大區(qū)指iB＞0和uCE＞uBE的區(qū)域，粗略看來就是圖中曲線的平坦部分。在放大區(qū)，發(fā)射結(jié)正偏，集電結(jié)反偏。此時由于iC≈βiB，則iC隨時iB而變化，即iC受控于iB（受控特性）；同時iC與uCE基本無關(guān)，即iC對uCE而言可近似看成恒流（恒流特性）。由于ΔiC＞＞ΔiB

，所以三極管有電流放大的作用。曲線間的間隔大小反映出β的大小，即管子的電流放大能力。三極管只有工作在放大區(qū)才有放大作用。由于iC受控于iB

，所以三極管是一種電流控制型器件。（

3）飽和區(qū)

飽和區(qū)指uCE＜uBE的區(qū)域，大致是圖2.5.4中曲線靠近縱軸的區(qū)域。在飽和區(qū)，發(fā)射結(jié)和集電結(jié)均正偏，三極管也失去放大作用，iC=βiB不再成立。這時，iC隨uCE而變化，卻幾乎不受iB控制，即：當uCE一定時，即使iB增加，iC卻幾乎不變，這就是飽和現(xiàn)象。由于三極管飽和時，各極之間電壓很小，而電流卻較大，呈現(xiàn)低阻狀態(tài)，故各極之間可近似看成短路。飽和時的uCE稱飽和壓降，用UCE（sat）表示。小功率硅管│UCE（sat）│≈0.3V；小功率鍺管│UCE（sat）│≈0.1V；大功率硅管│UCE（sat）│＞1V。

uCE=uBE（即uCB=0，集電結(jié)零偏）時的狀態(tài)稱臨界飽和，見圖中的虛線，此線稱臨界飽和線。臨界飽和線是飽和區(qū)和放大區(qū)的分界線，該線左方區(qū)域的uCE＜uBE（或uCB＜0），稱為過飽和。應(yīng)當指出，當uCE增大到某一值時，iC將急劇增加，這時三極管發(fā)生擊穿，擊穿電壓隨iB的增加而減小。（未畫）PNP型管的特性曲線是“倒置”的。2.2共射基本放大電路

（basiccommonemitteramplifier）

由單個三極管構(gòu)成的放大電路稱為基本放大電路。2.2.1共射基本放大電路的原理電路1．原理電路共射基本放大電路原理電路

該放大電路成立的條件是：

（1）有正確的直流偏置，即發(fā)射結(jié)正偏、集電結(jié)反偏（接VBB和VCC

）；（2）輸入信號ui為小信號；（3）輸入回路的交流與直流應(yīng)相互疊加（ui

與VBB

串聯(lián)連接）；（4）輸出回路應(yīng)有交流電壓輸出（接Rc

）。共射基本放大電路原理電路2.2.2單管共射放大電路的放大原理

1、

靜態(tài)分析靜態(tài)：把uI=0時放大電路的狀態(tài)。此時分析的電路各量均為直流量有IBQ、ICQ、UBEQ、UCEQ=VCC-ICQRC

稱靜態(tài)工作點。2、

動態(tài)分析動態(tài)：把uI不為0時放大電路的狀態(tài)。此時分析的電路各量是在直流量的基礎(chǔ)上再加上交流量。輸入端加入一個微小的變化量信號，在輸出端得到一個較大的變化量信號，實現(xiàn)放大。由圖可以看出，輸入回路的外加電壓uBE=VBB+ui=VBB+ΔUBE

，這就引起發(fā)射結(jié)兩端電壓的變化，使發(fā)射極電流iE

=IE+ΔIE，即在原來IE基礎(chǔ)上變化了ΔIE。相應(yīng)地，集電極電流iC

=IC+ΔIC，基極電流iB

=IB+ΔIB，分別在原來基礎(chǔ)上變化了ΔIC和ΔIB。在共射電路中，輸入電流為基極電流iB，輸出電流為集電極電流iC，輸出電流變化量ΔIC與輸入電流變化量ΔIB的比值稱為共發(fā)射極交流電流放大系數(shù)，用β表示，即

顯然，和是兩個不同的概念。但若在iC變化時基本不變（ICEO一般也認為不變）的條件下，由式得

則

由于發(fā)射結(jié)正偏，發(fā)射結(jié)電阻較小，因此輸入電壓的微小變化ΔUBE就能引起基極電流的較大變化ΔIB；又ΔIC=βΔIB

，故相應(yīng)的集電極電流的變化ΔIC就很大。電路的輸出電壓ΔUO=ΔICRc，只要Rc阻值不很小，就能使輸出電壓ΔUO的幅度比輸入電壓ΔUBE大得多，且二者波形相同，因此，這個電路就具有電壓放大作用。綜上所述，共射電路既有電流放大作用，也有電壓放大作用，因此它具有功率放大作用?！胺糯蟆钡谋举|(zhì)實際是指功率的放大或能量的放大。放大電路靜態(tài)工作點的測量圖中Rb為51kΩ電阻與470kΩ電位器相串聯(lián)組成，Rc為1kΩ，RL為1kΩ，T為S9013。共射基本放大電路1．靜態(tài)情況理論上，靜態(tài)時ui=0，三極管各極的電壓和電流均為直流。VCC通過Rb使三極管的發(fā)射極導(dǎo)通，B、E兩端的導(dǎo)通壓降UBE基本不變（硅管約為0.7V，鍺管約為0.2V），因此有IC=βIBUCE=VCC

－IC

Rc若Rb、VCC不變，則IB不變，因此，該電路稱為恒流式偏置電路或固定偏流式電路。放大電路動態(tài)工作過程的測量與觀察2．動態(tài)情況各點波形圖ωtui（mV）OUimIbmωtiB（μA）IBIcmωtiC（mA）ICωtuCE（V）UCEUcemωtuo（V）OUom理論上，有uBE=UBE+uiiB=IB

+ibiC

=βiB=β(IB

+ib)=βIB

+βib

=IC

+ic

uCE=VCC－iCRc

=VCC－(IC+ic)Rc=(VCC－ICRc)－icRc=UCE+uceuo=uce，即uo=－icRc通過上述討論，可以得出如下結(jié)論：（1）共射基本放大電路的放大過程可描述為：通過上述討論，可以得出如下結(jié)論：（2）放大電路的組成原則：正確的直流偏置；正確的交流通路；交直流相互兼容，互不影響；合適的元器件參數(shù)選擇。

放大倍數(shù)；最大輸出幅度；通頻帶；非線性失真系數(shù)；輸入電阻；輸出電阻；最大輸出功率和效率等。放大器的性能指標可以通過測試得到。一般采用正弦信號（純交流信號）作為標準測試用輸入信號。放大電路的主要性標放大電路的基本分析方法

放大電路的分析主要有兩個方面：1.分析放大電路的直流工作狀態(tài)（靜態(tài)分析）計算三極管的偏置電壓和電流（UBE、IB、IC和UCE）值；并判斷三極管是否工作在放大狀態(tài)；2.分析放大電路的交流性能指標（動態(tài)分析）計算Uomax、Au、Ri、Ro等指標。分析的對象不同，所采用的分析方法和三極管的等效電路模型也不同。下面仍以圖2.4.1所示共射基本放大電路為例進行分析。該電路中，電阻和電容均為線性元件，這部分電路的電壓、電流關(guān)系的分析和計算仍可采用經(jīng)典的線性電路的分析和計算方法。共射基本放大電路但放大電路中的三極管是非線性器件，要完整地分析整個放大電路，就必須首先了解三極管的iB與uBE、iC與iB以及iC與uCE的關(guān)系。其中iC與iB的關(guān)系在放大狀態(tài)下可表示為iC=iB，因此下面關(guān)于三極管特性的分析主要是圍繞iB與uBE和iC與uCE的關(guān)系進行的。由于放大電路的一個重要特點是交、直流并存，而靜態(tài)分析的對象是直流量，動態(tài)分析的對象是交流量。把電路在us=0（若信號源內(nèi)阻為零，則為ui=0）時所形成的電流通路稱為直流通路；把電路在只考慮交流信號時所形成的電流通路稱為交流通路。顯然，靜態(tài)分析要采用直流通路，而動態(tài)分析則要采用交流通路。直流通路和交流通路由于放大電路中存在電抗性元件（例如電容、電感），它們對直流量和交流量呈現(xiàn)不同的阻抗，因此直流通路和交流通路是不同的。對于直流，相當于頻率f=0，則電容的容抗為無窮大，電感的感抗為零。因此在直流通路中，電容可看成開路，電感可看成短路。在交流通路中，大容量的電容因容抗很小可看成短路，電感量大的電感因感抗很大可看成開路，而直流電源因其兩端電壓恒定不變可看成短路（其電壓變化量為零），恒定的電流源可看成開路。iCTiB-TiC

+iB-+C1

Rb

RcRLRbRc+VCCC2

uiuBE+VCC+--uCE+－uoUBE-+UCE（a）（b）+放大電路的直流通路（a）共射基本放大電路（b）直流通路TiC

+iB-+C1

Rb

RcRL+VCCC2

uiuBE+--uCE+－uoR'LTecbib-+RbicRcRLui+-uo放大電路的交流通路（a）基本放大電路（b）交流通路

靜態(tài)工作點近似計算法三極管的發(fā)射結(jié)導(dǎo)通時，B、E兩端的導(dǎo)通壓降UBE基本不變（硅管約為0.7V，鍺管約為0.2V），因此有

IC=βIBUCE=VCC－IC

Rc在三極管的特性曲線上直接用作圖的方法來分析放大電路的工作情況，這種分析方法稱為特性曲線圖解法，簡稱圖解法。圖解法既可作靜態(tài)分析，也可作動態(tài)分析。2.4.3圖解分析法1．靜態(tài)分析圖為靜態(tài)時共射基本放大電路的直流通路，它以虛線AB為界分成兩個部分：AB左邊為非線性部分，右邊為線性部分。非線性部分線性部分放大電路的直流通路的分割由于三極管在輸入回路中的作用相當于一個二極管，導(dǎo)通電壓UBE近似不變，因此其基極偏流IB可由簡單計算求得：非線性部分線性部分由于IB=40μA，因此非線性部分的伏安特性就是對應(yīng)于iB=IB=40μA的那一條輸出特性曲線，如圖示2.4.3（b）所示。VCCVCC

/RC=3直流負載線20μAiB=IB=40μA60μA80μA100μA120μAiC（mA）uCE（V）o42124681012MQNIC=1.3UCE=6.5非線性部分線性部分（a）（b）放大電路的靜態(tài)工作圖解（a）直流通路的分割（b）圖解分析而線性部分的伏安特性由下列方程所確定：（2.5.1b）上式表示iC

~uCE為平面內(nèi)的一條直線（MN）。VCCVCC

/RC=3直流負載線20μAiB=IB=40μA60μA80μA100μA120μAiC（mA）uCE（V）o42124681012MQNIC=1.3UCE=6.5非線性部分線性部分（a）（b）放大電路的靜態(tài)工作圖解（a）直流通路的分割（b）圖解分析直線MN的斜率為（－1/Rc），Rc——直流負載電阻。直線MN稱為直流負載線。Q——直流工作點由圖（b）可得

IC

≈1.3mA，UCE

=6.5V。另外，已求得靜態(tài)值IB

=40μA，可近似認為UBE

=0.7V，或由輸入特性曲線來確定。2．動態(tài)分析對于交流分量，就要采用流通路進行分析。RL=Rc∥RL。RL=2k——放大電路的交流負載電阻。根據(jù)圖中ic與uce

=uo的標定方向與極性，有uce

=－icR'L而uce=uCE－UCE，ic=iC－IC，代入上式可得uCE

－UCE

=－(iC－IC)R'LTiC

+iB-+C1

Rb

RcRL+VCCC2

uiuBE+--uCE+－uoR'LTecbib-+RbicRcRLui+-uouCE

－UCE

=－(iC－IC)R'L動態(tài)時iC與uCE的關(guān)系仍為一直線（AB）直線的斜率為（－1/R'L

），由交流負載電阻R'L決定。直線通過工作點Q（UCE

，IC）AB稱為交流負載線BAVCCVCC

/Rc=3直流負載線20μAiB=IB=40μA60μA80μA100μA120μAiC（mA）uCE（V）o42124681012MQNIC=1.3UCE=6.55交流負載線交流負載線由式uCE

－UCE

=－(iC－IC)R'L可得到交流負載線與兩坐標軸的交點：A（UCE+ICR'L，0)、B（0，IC

+UCE/R'L）。按所給的參數(shù)，R'L=2kΩ，而由于IC

=1.3mA，UCE

=6.5V，則UCE

+ICR’L=9.1V，即A點坐標：（9.1V，0mA）BAVCCVCC

/Rc=3直流負載線20μAiB=IB=40μA60μA80μA100μA120μAiC（mA）uCE（V）o42124681012MQNIC=1.3UCE=6.55交流負載線交流負載線

在輸入信號的作用下，iC和uCE都隨著iB變化而變化，此時工作點Q將沿著交流負載線（而不是直流負載線）移動，成為動態(tài)工作點，所以交流負載線是動態(tài)工作點移動的軌跡，它反映了交、直流共存的情況。

此外，若負載開路，則R‘L=Rc

，說明交、直流負載線重合。

若接上負載，因R'L＜Rc

，說明交流負載線比直流負載線要陡。（a）由輸入特性求iB

（b）由輸出特性求iC

、uCE動態(tài)工作圖解8Q'Q''B421N5ωtωtA20μAIB=40μA60μA80μA100μA120μAiC(mA)uCE(V)o2461012MQiB(μA)uBE(V)204060iB(μA)

2040600.61.32uCE(V)ωtωtuBE(V)UCEUBEIB②①③④

電壓和電流的波形工作點選擇不當引起的失真（a）截止失真交流負載線UCEQ''ωtiCuCEoQ'QuCEωtooibiCuceicIBQQ'交流負載線UCEQ''ωtiCuCEouCEωtooibiCuceicIB（b）飽和失真3、

圖解法的應(yīng)用(1)靜態(tài)工作點對波形的影響不產(chǎn)生截止失真條件為：IB＞Ibm不產(chǎn)生飽和失真的條件為：UCE＞Ucem+UCE（sat）電路參數(shù)對靜態(tài)工作點的影響Rb大，Q點下移靠近截止區(qū)，容易產(chǎn)生截止失真。Rb小，Q點上移靠近飽和區(qū)，容易產(chǎn)生飽和失真。VCC增大，直流負載線平行右移，動態(tài)范圍變大,靜態(tài)管子功耗增大。RC增大，斜率變小，IBQ不變，Q點向飽和區(qū)移動。β增大，Q點上移。選擇工作點除了考慮不產(chǎn)生失真外，往往采取較為靈活的原則。當輸入信號較小時，其非線性失真很小，為了降低電源的能量消耗，可把Q點選得低一些；在大信號輸入時，為了減小非線性失真，Q點常選在交流負載線的中點；如果希望放大倍數(shù)較大則應(yīng)選Q處于靜態(tài)電流較大處?？傊?，在不產(chǎn)生失真和保證一定的放大倍數(shù)的前提下，Q點可選得低一些。J

'UCE（sat）QQ'放大電路的最大輸出電壓幅值B4215A20μAIB=40μA60μA80μA100μA120μAiC（mA）uCE(V)o36.59.112JIC=1.3（2）最大輸出電壓幅值UomaxQ在中點時,將由二者中任何一者決定。當不在中點時,將由二者中較小者決定。Uomax=min[UCE－UCE（sat），ICR'L

]）（3）

非線行失真NPN：工作點過低，頂部失真

截止失真

工作點過高，底部失真

飽和失真

信號過大，兩頭失真

在低頻小信號的條件下：三極管在工作點附近的動態(tài)特性可近似看成是線性的；其電壓、電流的交流量之間的關(guān)系基本上是線性的；此時具有非線性特性的三極管可用一線性電路（即線性雙口網(wǎng)絡(luò)）來代替。稱之為小信號等效電路或微變等效電路。整個放大電路可看成一個線性電路；可利用線性電路的分析方法對放大電路進行動態(tài)分析，求出它的主要性能指標。這種方法就是小信號等效電路分析法。小信號等效電路法只解決低頻小信號交流量的計算問題。共射接法的三極管1．三極管的小信號等效電路模型在低頻小信號的條件下，工作在放大區(qū)的三極管可近似看作是線性雙口網(wǎng)絡(luò)。因此，對于交流分量（即正弦小信號）而言，電流、電壓的關(guān)系近似為線性。在共射接法時，三極管輸入電流為ib

，輸入電壓為ube

，輸出電流為ic，輸出電壓為uce，如圖所示。

微變等效電路法（a）（b）折合和簡化后的等效電路（a）折合后的等效電路（b）簡化的等效電路

rbe=rbb

+rbe=rbb

+(1+β)re

小信號等效電路分析法的主要步驟如下：（1）畫出放大電路的小信號等效電路。先畫出放大電路的交流通路；再用簡化的小信號等效電路來代替其中的三極管；標出電壓的極性和電流的方向。（2）用解線性電路的方法求出放大電路的性能指標：Au

、ri

、ro等。2．放大電路的小信號分析共射基本放大電路的微變等效電路分析法下面仍以圖所示的共射基本放大電路為例進行分析。

TiC

+iB-+C1

Rb

RcRL+VCCC2

uiuBE+--uCE+－uoR'LTecbib-+RbicRcRLui+-uo共射基本放大電路的微變等效電路分析法ui=ibrbe

，uo=－βib(Rc

//RL）=

－βRL

ib，故電壓放大倍數(shù)

式中RL=RC

∥RL，負號表示共射電路的倒相作用。

又由該圖得：ui=ii

(Rb//rbe

)，故輸入電阻

考慮到Rb>>rbe，則

輸出電阻Ro的求法：令us=0（但保留其內(nèi)阻Rs）；移去RL（或開路）；在輸出端加一信號電壓uo，求io，再求Ro。輸出電阻Ro的求法：由于us=0，ib=0，因此ic=βib=0，于是uo=icRc，輸出電阻

若考慮三極管的共射輸出電阻rce，由于rce>>Rc

，則Ro=Rc//rce≈Rc

共射基本放大電路的微變等效電路分析法結(jié)論：圖解法和小信號等效電路法這兩種分析方法雖然在形式上是獨立的，但實質(zhì)上它們是互相聯(lián)系、互相補充的。圖解法：全面、直觀；既能作靜態(tài)分析，又能作動態(tài)分析；能分析非線性失真的情況。需要精確的三極管特性曲線，非常麻煩，結(jié)果不易準確。適用于分析低頻大信號時的情況。小信號等效電路法：線性化處理，計算小信號交流指標很方便。不能用于靜態(tài)分析，不能分析非線性失真的情況。[例2.4.2]圖2.4.3（a）所示的共射基本放大電路中，若電路參數(shù)為：Rb=360k，Rc=4.7k，RL=4.7k，VCC=15V，三極管為硅管，其50，rbb’=200，求：（1）靜態(tài)工作點；（2）電壓放大倍數(shù)Au

、輸入電阻Ri和輸出電阻Ro

；（3）若外接信號源的內(nèi)阻Rs=300，求源電壓放大倍數(shù)Aus；（4）最大輸出電壓幅度Uomax。解：這里根據(jù)前面的分析直接引用有關(guān)公式進行計算：IB≈VCC

/Rb=15/360≈40×10－3mA=40AIC=βIB=50×40A=2mAUCE=VCC－IC

Rc=15－2×4.7=5.6（V）Uomax=min[UCE－UCE（sat），ICR'L

]=min[5.6－0.1，2×(4.7//4.7)

]=4.7（V）應(yīng)當指出，以上計算必須是三極管始終工作在放大狀態(tài)下才成立。設(shè)計和調(diào)試放大電路時，為獲得較好的性能，必須首先設(shè)置一個合適的Q點。共射基本放大電路中，當VCC和Rb確定后，基極偏流IB是“固定”的，其偏置電路實際上是由一個偏置電阻Rb構(gòu)成的。2.5工作點穩(wěn)定的電路這種偏置電路稱為固定偏流電路或恒流式偏置電路。固定偏流電路結(jié)構(gòu)簡單，調(diào)試方便。但當更換管子或環(huán)境溫度變化引起三極管參數(shù)變化時，電路的工作點（IC、UCE）將發(fā)生移動，甚至移到不合適的位置而使放大電路無法正常工作。本節(jié)主要討論環(huán)境溫度對工作點的影響以及穩(wěn)定工作點的偏置電路。工作點不穩(wěn)定的原因：①電源電壓的變化；②電路參數(shù)的變化；③管子的老化與更換等；④三極管的參數(shù)（ICBO、UBE、β等）隨溫度變化（主要原因）。2.5.1溫度對工作點的影響1．溫度對三極管參數(shù)的影響（1）溫度對ICBO的影響溫度每升高10℃，ICBO將增大一倍。在高溫場合多選用硅管。，隨著溫度的高，ICEO也急劇增大。（2）溫度對UBE的影響溫度每高1℃，減小2.2mV。（3）溫度對β的影響溫度每升高1℃，β增加0.5%~1%。應(yīng)當指出，在工業(yè)上批量生產(chǎn)電子產(chǎn)品時，由于三極管參數(shù)的分散性，同一型號三極管的參數(shù)（如β）將有較大的不同，因此它的影響和溫度變化造成的影響很相似。為了減少調(diào)試時間，降低生產(chǎn)成本，希望電路對三極管參數(shù)具有較好的適應(yīng)性，即當管子參數(shù)變化時，其靜態(tài)電流IC基本不變。固定偏流電路不能滿足上述的要求。[例2.5.1]在圖所示的固定偏流電路中，若VCC=9V，Rb=150kΩ,Rc=2kΩ.三極管的3DG4的UBE=0.7V，UCE(sat)=0.3V，β=50。（1）試確定靜態(tài)工作點；（2）若更換管子，使β變?yōu)?00，其他參數(shù)不變，確定此時的靜態(tài)工作點。

解：（1）

（2）當β=100時，IB的計算同上，仍為55μA

該電路不可能出現(xiàn)UCE＜0。實際上，UCE=UCE（sat），三極管已進入飽和區(qū)。IC≠IB電路的最大集電極電流為處在臨界飽和狀態(tài)時的集電極電流，其值相應(yīng)的基極臨界飽和電流IB

(sat)為由于IB=55A，IB＞IB（sat），因此管子確工作在飽和區(qū)。該電路實際工作點為：IB=55A，UCE=UCE(sat)=0.3V，IC=IC（sat）=4.35mA。溫度升高時對三極管參數(shù)的影響，最終都集中在工作點的集電極電流的增大上。所謂的穩(wěn)定工作點，主要指穩(wěn)定工作點的電流IC

。一種能自動穩(wěn)定工作點的偏置電路如圖2.5.1所示，該電路稱為分壓式偏置電路或射極偏置電路。分壓式偏置電路是目前應(yīng)用最廣泛的一種偏置電路。分壓式偏置電路2.5.2靜態(tài)工作點穩(wěn)定電路

分壓式偏置工作點穩(wěn)定電路

2．靜態(tài)工作點

交流小信號等效電路3．動態(tài)分析設(shè)Rb=Rb1∥Rb2，RL=Rc∥RLuo=－ibRLui=ibrbe+ieRe=ib[rbe+(1+)Re]RoRc由式知，接入Re后使Au大大下降（但Ri顯著增大），可在Re兩端并聯(lián)一個大電容Ce（幾十至幾百μF）接入Ce后，對于交流信號而言，Ce相當于短路，Re也被短路了，故稱Ce為射極旁路電容。有Ce時，Q點計算不變，但性能指標變?yōu)椋钌鲜龈魇街械腞e=0）：

其性能指標與固定偏流電路相同，因此，該電路最為常用。

放大電路中的三極管有三種基本接法，即共發(fā)射極、共集電極和共基極。通常把這三種接法稱為三種基本組態(tài)，分別簡稱為共射、共集和共基組態(tài)。共射電路在前面已作了詳細討論，下面分別討論共集電路和共基電路。

2.6放大電路的三種基本組態(tài)圖示為共集放大電路，輸入信號加在基極和集電極之間，輸出信號從發(fā)射極取出。集電極是輸入、輸出回路的公共端，這種電路就是共集電路，由于負載電阻RL接在發(fā)射極上，信號從發(fā)射極輸出，故又稱為“射極輸出器”。2.6.1共集電極放大電路射極輸出器的電路比較簡單，可以不必要畫出它的直流通路。由圖直接列出基極回路的方程式如下：1．靜態(tài)分析2．動態(tài)分析小信號交流等效電路求放大倍數(shù)和輸入電阻：

uo＝ieRL＝(1+)RLibuoui，即uo與ui幅度相近，相位相同，輸出電壓跟隨輸入電壓的變化而變化，因此射極輸出器又稱為射極跟隨器。求輸出電阻Ro：利用輸入電阻高和輸出電阻低的特點，射極輸出器被用作多級放大電路的輸入級、輸出級和中間級。射極輸出器用作中間級時，可以隔離前后級的影響，所以又稱為緩沖級，在這里它起著阻抗變換的作用。共基放大電路如圖所示，其中Rc為集電極電阻，Rb1、Rb2為基極分壓偏置電阻，基極所接的大電容Cb保證基極對地交流短路。因為基極是輸入、輸出回路的公共端，因此是共基放大電路。2.6.2共基電路

1．靜態(tài)分析共基放大電路的直流通路如圖所示，它與分壓式偏置電路的直流通路完全相同，因此工作點的求法也相同，這里不再重復(fù)。2．動態(tài)分析共基放大電路的小信號等效電路如圖所示設(shè)RL=Rc∥RLui=－ibrbeuo=－icRL

=－βRLib∴Au==（同相放大）Ro=Rc共基電路的輸入電流為ie，輸出電流為ic，所以沒有電流放大作用。但是，由于共基電路的頻率特性好，因此多用于高頻和寬頻帶電路中。2.7.1多級放大電路的一般結(jié)構(gòu)

Ro中間級（Au2）輸出級（Au3）輸入級（Au1）信號源

負載

多級放大電路多級放大電路的一般結(jié)構(gòu)框圖Ri2.7多級放大電路與級間耦合方式ui=ui1，uo1=ui2，uo2=ui3，uo3=uo。Au=對于n級放大電路，有

Au=Au1Au2…AunRo中間級（Au2）輸出級（Au3）輸入級（Au1）信號源

負載

多級放大電路RiRi=Ri1Ro=Ro3對于n級放大電路，其輸出電阻等于第n級（最后一級）的輸出電阻Ron：Ro=RonRo中間級（Au2）輸出級（Au3）輸入級（Au1）信號源

負載

多級放大電路Ri多級放大電路存在一個級與級之間如何連接的問題。通常把多級放大電路中級與級、級與信號源、級與負載的連接方法，稱為級間耦合方式。基本要求：（1）保證各級管子有合適的工作點，避免信號失真；（2）把前級信號盡可能多地傳送到后級，減小信號損失。常見的級間耦合方式：阻容耦合、直接耦合和變壓器（電隔離）耦合。1．阻容耦合方式：通過電容和下一級輸入電阻連接起來的方式。

特點：（1）各級的工作點彼此獨立；（2）不能傳送緩慢變化信號和直流信號；（3）常用于分立元件電路。第一級第二級2.7.2多級放大電路的級間耦合方式2．變壓器耦合方式級與級之間通過變壓器連接的方法稱為變壓器耦合，如圖所示，它實際上是一種磁耦合。特點：（1）各級的工作點彼此獨立；（2）前后級電路相互絕緣，電隔離性能好；（3）具有阻抗變換作用；（4）也不能傳送緩慢變化信號和直流信號；（5）變壓器體積大、笨重、價貴，頻率特性差，不能集成。前級放大電路后級放大電路初級次級3．光電耦合方式級與級之間通過光電耦合器件連接的方式稱為光電耦合，它實質(zhì)上是一種光耦合。特點：（1）光耦合，電隔離性能好；（2）光電耦合器件可以集成，因此廣泛用于集成電路中；（3）可以傳送直流信號，但前后級的工作點相互影響。由于變壓器耦合和光電耦合這兩種耦合方式都能夠使前后級之間相互絕緣，所以統(tǒng)稱為電隔離耦合。

光電三極管符號發(fā)光二極管前級放大電路后級放大電路光電耦合器件光電三極管4．直接耦合方式前級的輸出端和后級的輸入端直接連接的方式，稱為直接耦合。直接耦合放大電路不需要耦合電容和變壓器，一般也不采用旁路電容，它具有良好的頻率特性，可以放大緩慢變化甚至零頻的直流信號，因此又稱為直流放大器。顯然，直流信號的放大只能采用直接耦合放大電路，但直接耦合放大電路也能放大交流信號，而阻容耦合和變壓器耦合放大電路只能用于交流放大。由于級間采用直接耦合，將帶來一些特殊問題，因此必須尋求解決這些問題的措施，這將在以下分別加以介紹。（1）各級直流電平的正確配合直接耦合放大電路要合理安排各級的直流電平（即電位），實現(xiàn)各級直流電平之間的正確配合，為此而設(shè)置的電路稱為電平移動電路。常見的電平移動電路：②降低前級輸出端電平的方式（接R或DZ）常見的電平移動電路：③NPN管與PNP管的交錯組合方式（2）零輸入時零輸出作為一個放大電路，必須滿足下述要求：當輸入端接入信號源或輸出端接上負載時，都不會影響放大電路的工作狀態(tài)，亦即靜態(tài)工作點不應(yīng)改變。對于阻容耦合和變壓器耦合電路，由于耦合電容和變壓器把放大電路的直流通路與輸入端或輸出端隔離開來，所以上述要求得到滿足。但在直接耦合電路中，由于靜態(tài)的電壓、電流與信號的電壓、電流無法截然分開，因此要滿足上述要求，必須使放大電路在無信號輸入時，輸入端和輸出端的直流電位都為零，即滿足所謂：“零輸入時零輸出”的條件。為了保證此條件成立，需要采用正、負兩組電源，且在直接耦合多級放大電路中配置適當?shù)碾娖揭苿与娐?。?）零點漂移①零點漂移現(xiàn)象當把放大器的端短路時，從理論上說輸出電壓應(yīng)為零（即輸出端電壓等于它的靜態(tài)值），但是對于直接耦合電路而言，實際上電路的輸出端卻存在緩慢變化的電壓，即輸出端電壓偏離靜態(tài)值而上下漂動，這種現(xiàn)象稱為零點漂移，簡稱零漂。由于存在零漂，因此若不說明輸入信號為零，漂移電壓就會被誤認為是輸入信號引起的。當有信號輸入時，如果漂移電壓的大小可以和有用信號電壓相比較時，就無法從輸出電壓中區(qū)分出有用信號的大小；如果漂移嚴重時，輸出電壓的主要成分是漂移電壓，也就是說有用信號被零漂“淹沒”了，使電路工作不正常。（3）零點漂移①零點漂移現(xiàn)象放大電路的放大倍數(shù)越大，輸出端的零漂越嚴重。所以衡量一個放大電路零漂的大小，不能只看輸出端漂移電壓的大小，還要看放大倍數(shù)有多大。一般把輸出端的漂移電壓折合到輸入端來衡量，即把輸出端的漂移電壓ΔUo除以電壓放大倍數(shù)Au作為輸入端的等效漂移電壓ΔUo/Au

，以便和輸入電壓進行比較。為了使電路能正常放大，輸入電壓必須遠大于輸入端的等效漂移電壓。（3）零點漂移

②零漂產(chǎn)生的原因引起零漂的外部因素很多，如溫度的變化、電源電壓的波動等，但最主要的是環(huán)境溫度的變化，因此常又稱為溫漂。半導(dǎo)體管參數(shù)受溫度影響而變化則是產(chǎn)生零漂的內(nèi)在原因。（3）零點漂移

在直接耦合放大電路中，當?shù)谝患壍墓ぷ鼽c由于溫度的變化而稍有偏移時，其輸出端電壓將有一微小的變化，這個緩慢的微小變化將會被逐級放大，致使放大電路的輸出端產(chǎn)生較大的漂移電壓。因此，第一級零漂的影響最為嚴重，而零漂本質(zhì)上主要是工作點的漂移。阻容耦合和變壓器耦合電路雖然也存在零漂（即工作點的變化），但由于緩慢變化的漂移電壓被耦合電容或變壓器所阻隔，不會被逐級放大，因此對電路的影響只局限于本級，可通過采用工作點穩(wěn)定的偏置電路把它的影響降低到最小的限度。（3）零點漂移對于直接耦合放大電路，必須采取措施來抑制零漂。抑制零漂的方法很多。例如，采用高穩(wěn)定度的穩(wěn)壓電源來抑制電源電壓波動引起的零漂；采用恒溫系統(tǒng)來消除溫度變化的影響等。但更主要的是應(yīng)從電路形式的改進來抑制由于半導(dǎo)體管參數(shù)受溫度變化影響而引起的零漂，這一方面的內(nèi)容將在第4章中加以介紹。綜上所述，直接耦合電路的主要特點有：（1）低頻特性好，能放大緩慢變化甚至直流信號。（2）由于電路中只有半導(dǎo)體管和電阻，沒有大電容，變壓器和電容等元件，便于集成，因此在集成電路中廣泛采用直接耦合方式。（3）各級的工作點相互影響，因此必須合理安排各級的直流電平。（4）輸入端和輸出端的直流電位要考慮滿足“零輸入時零輸出”的要求。（5）存在零點漂移現(xiàn)象。謝謝觀看/歡迎下載BYFAITHIMEANAVISIONOFGOODONECHERISHESANDTHEENTHUSIASMTHATPUSHESONETOSEEKITSFULFILLMENTREGARDLESSOFOBSTACLES.BYFAITHIBYFAITH128歐債危機3解救方案1歐債危機簡介4近年動態(tài)聚焦2危機原因深究5歐債危機與中國歐債危機的全面觀歐債危機129相關(guān)概念主權(quán)債務(wù)：指一國以自己的主權(quán)為擔(dān)保向外，不管是向國際貨幣基金組織還是向世界銀行，還是向其他國家借來的債務(wù)主權(quán)債務(wù)違約:現(xiàn)在很多國家，隨著救市規(guī)模不斷的擴大，債務(wù)的比重也在大幅度的增加主權(quán)信用評價:體現(xiàn)一國主權(quán)債務(wù)違約的可能性，評級機構(gòu)依照一定的程序和方法對主權(quán)機構(gòu)（通常是主權(quán)國家）的政治、經(jīng)濟和信用等級進行評定，并用一定的符號來表示評級結(jié)果。1歐債危機簡介130歐債危機，全稱歐洲主權(quán)債務(wù)危機，是指自2009年以來在歐洲部分國家爆發(fā)的主權(quán)債務(wù)危機。歐債危機是美國次貸危機的延續(xù)和深化，其本質(zhì)原因是政府的債務(wù)負擔(dān)超過了自身的承受范圍。歐債危機簡介131開端三大評級機構(gòu)的卷入發(fā)展比利時，西班牙陷入危機蔓延龍頭國受到影響升級7500億穩(wěn)定機制達成歐債危機簡介發(fā)展過程1321歐債危機簡介歐豬五國PIIGS（PIIGS—歐債風(fēng)險最大的五個國家英文名稱第一個字母的組合）希臘——債務(wù)狀況江河日下

葡萄牙——債務(wù)將超經(jīng)濟產(chǎn)出西班牙——危險的邊緣意大利——債務(wù)狀況嚴重愛爾蘭——債務(wù)恐繼續(xù)增加133目前，希臘屬歐盟經(jīng)濟欠發(fā)達國家之一，經(jīng)濟基礎(chǔ)較薄弱，工業(yè)制造業(yè)較落后。海運業(yè)發(fā)達，與旅游、僑匯并列為希外匯收入三大支柱。農(nóng)業(yè)較發(fā)達，工業(yè)主要以食品加工和輕工業(yè)為主。希臘已陷入經(jīng)濟衰退5年，債務(wù)危機持續(xù)2年多，已經(jīng)給希臘經(jīng)濟、政治和社會帶來了極大的破壞。嚴重經(jīng)濟衰退帶來的直接后果是，失業(yè)率高企，民眾生活每況愈下。與此同時，政府收入銳減，償債目標一再被推遲。2011年11月，希臘失業(yè)率高達21%，超過100萬人待業(yè)。。目前，希臘社會階層情緒對立嚴重，普通民眾認為，正是當權(quán)者無所作為，才將這個國家引向了目前這種災(zāi)難性局面。而政府官員普遍存在的貪污腐敗和無所作為，更是加重了民眾的不滿。希臘債務(wù)危機134葡萄牙是發(fā)達國家里經(jīng)濟較落后的國家之一，工業(yè)基礎(chǔ)較薄弱。紡織、制鞋、旅游、釀酒等是國民經(jīng)濟的支柱產(chǎn)業(yè)。軟木產(chǎn)量占世界總產(chǎn)量的一半以上，出口位居世界第一。經(jīng)濟從2002年起有所下滑，2003年經(jīng)濟負增長1.3%。2004年國內(nèi)生產(chǎn)總值為1411.15億歐元，經(jīng)濟增長1.2%。2005年國內(nèi)生產(chǎn)總值為1472.49億歐元，人均國內(nèi)生產(chǎn)總值為13800歐元，經(jīng)濟增長率為0.3%。葡萄牙債務(wù)危機1352010年1月11日，穆迪警告葡萄牙若不采取有效措施控制赤字將調(diào)降該國債信評級。

2010年4月，葡萄牙已經(jīng)呈現(xiàn)陷入主權(quán)債務(wù)危機的苗頭。葡萄牙當時的公共債務(wù)為GDP的77%，與法國處于相同水平；但是，企業(yè)以及家庭、人均的債務(wù)均超過了希臘和意大利，高達GDP的236%，葡萄牙債券已被投資者列為世界上第八大高風(fēng)險債券。2011年3月15日，穆迪把對葡萄牙的評級從A1下調(diào)至A3。穆迪稱，葡萄牙將面對很高的融資成本，是否能夠承受尚難預(yù)料，該國財政緊縮目標能否如期實現(xiàn)也存在變數(shù)。再考慮到全球經(jīng)濟形勢仍不明朗、歐洲中央銀行可能提高利率以及高油價帶來更高經(jīng)濟運行成本，該機構(gòu)決定下調(diào)該國主權(quán)信用評級。136惠譽2010年12月把葡萄牙主權(quán)信用評級從“AA－”調(diào)低至“A＋”2011年3月25日，標普宣布將葡萄牙長期主權(quán)信貸評級從“A-”降至“BBB”，3月29日，標普宣布將葡萄牙主權(quán)信用評級下調(diào)1級至BBB-2011年4月1日，惠譽下調(diào)葡萄牙評級，將其評級下調(diào)至最低投資級評等BBB-。稱債臺高筑的葡萄牙需要救援。2011年4月，葡萄牙10年期國債的預(yù)期收益率已經(jīng)升至9.127%，創(chuàng)下該國加入歐元區(qū)以來的新高。與此同時葡萄牙將至少有約90億歐元的債務(wù)到期，葡萄牙政府實在支撐不住了，既沒錢、沒法償還到期的債務(wù)，又沒有有效的融資途徑，不得不提出經(jīng)濟救援申請。137房地產(chǎn)泡沫是愛爾蘭債務(wù)危機的始作俑者。2008年金融危機爆發(fā)后，愛爾蘭房地產(chǎn)泡沫破滅，整個國家五分之一的GDP遁于無形。隨之而來的便是政府稅源枯竭，但多年積累的公共開支卻居高不下，財政危機顯現(xiàn)。更加令人擔(dān)憂的是，該國銀行業(yè)信貸高度集中在房地產(chǎn)及公共部門，任何一家銀行的困境都可能引發(fā)連鎖反應(yīng)。愛爾蘭5大銀行都瀕臨破產(chǎn)。為了維護金融穩(wěn)定，愛爾蘭政府不得不耗費巨資救助本國銀行，把銀行的問題“一肩挑”，從而導(dǎo)致財政不堪重負。財政危機和銀行危機，成為愛爾蘭的兩大擔(dān)憂。史上罕見，公共債務(wù)將占到GDP的100%。消息一公布，愛爾蘭國債利率隨即飆升。愛爾蘭十年期國債利率已直抵9%，是德國同期國債利率的三倍。由此掀開了債務(wù)危機的序幕。房地產(chǎn)業(yè)綁架了銀行，銀行又綁架了政府，這就是愛爾蘭陷入主權(quán)債務(wù)危機背后的簡單邏輯。

愛爾蘭債務(wù)危機1382011年9月19日，標普宣布，將意大利長期主權(quán)債務(wù)評級下調(diào)一級，從A+降至A，前景展望為負面。在希臘債務(wù)危機愈演愈烈之際，意大利評級下調(diào)對歐洲來說無疑是雪上加霜。2010年意政府債務(wù)總額已達1.9萬億歐元，占GDP比例高達119%，在歐元區(qū)內(nèi)僅次于希臘。由于意大利債務(wù)總額超過了希臘、西班牙、葡萄牙和愛爾蘭四國之和，因此被視為是“大到救不了”的國家。意大利債務(wù)危機139

意大利和其他出現(xiàn)債務(wù)危機的歐洲國家所面臨的，并不是簡單收支失衡問題，而是根本性的經(jīng)濟擴張動能不足問題。這些南歐國家在享受高福利的同時，卻逐漸失去全球經(jīng)濟競爭力。其不同程度存在的用工制度僵化、創(chuàng)新能力低、企業(yè)活力不足、偷稅以及政治內(nèi)耗劇烈等，是解決債務(wù)危機的重要障礙。然而，目前意政府乃至整個歐元區(qū)在應(yīng)對債務(wù)危機上，還僅僅以緊縮開支、修復(fù)政府短期資產(chǎn)負債表為主攻方向，在體制性改革問題上卻重視不夠。倘若這些陷入危機的南歐國家不進行一番傷筋動骨的體制性改革，債務(wù)危機將無法獲得根本性解決。1402011年10月7日，惠譽宣布將西班牙的長期主權(quán)信用評級由“AA+”下調(diào)至“AA-”，評級展望為負面。2011年10月18日，繼惠譽和標普之后，穆迪也宣布將西班牙的主權(quán)債務(wù)評級下調(diào)兩檔至A1，前景展望為負面經(jīng)濟疲軟、財政“脫軌”，加上超高的失業(yè)率和低迷的房地產(chǎn)市場讓西班牙已不堪重負。該國經(jīng)濟增長乏力、財政債臺高筑和房地產(chǎn)市場萎靡不振，以及這些問題之間不斷加深的負面反饋效應(yīng)。西班牙債務(wù)危機1411.影響歐元幣值的穩(wěn)定2.拖累歐元區(qū)經(jīng)濟發(fā)展3.延長歐元區(qū)寬松貨幣的時間4.歐元地位和歐元區(qū)穩(wěn)定將經(jīng)受考驗5.威脅全球經(jīng)濟金融穩(wěn)定1歐債危機簡介主要影響142crisis2整體經(jīng)濟實力不均1協(xié)調(diào)機制與預(yù)防機制的不健全3歐元體制天生弊端4.歐式社會福利拖累6歐洲一體化進程5民主政治的異化:2歐債危機形成原因1431.歐元區(qū)內(nèi)部機制：協(xié)調(diào)機制運作不暢，預(yù)防機制不健全,致使救助希臘的計劃遲遲不能出臺，導(dǎo)致危機持續(xù)惡化。

2.整體經(jīng)濟實力薄弱：遭受危機的國家大多財政狀況欠佳，政府收支不平衡在歐元區(qū)內(nèi)部存在嚴重的結(jié)構(gòu)失衡問題，地域經(jīng)濟水平的差異和經(jīng)濟結(jié)構(gòu)差異導(dǎo)致債務(wù)危機國家的競爭力削弱；

3.歐元體制天生弊端：作為歐洲經(jīng)濟一體化組織，歐洲央行主導(dǎo)各國貨幣政策大權(quán)，歐元具有天生的弊端，經(jīng)濟動蕩時期，無法通過貨幣貶值等政策工具，因而只能通過舉債和擴大赤字來刺激經(jīng)濟,《穩(wěn)定與增長公約》沒有設(shè)立退出機制；2債務(wù)危機形成原因主要原因1444.歐式社會福利拖累：高福利制度異化與人口老齡化，希臘等國高福利政策沒有建立在可持續(xù)的財政政策之上(凱恩斯主義財政政策的長期濫用)，歷屆政府為討好選民，盲目為選民增加福利，導(dǎo)致赤字擴大、公共債務(wù)激增，償債能力遭到質(zhì)疑。

5.民主政治的異化:6.歐盟內(nèi)部：德國堅定地致力于構(gòu)建“一體化”歐洲的戰(zhàn)略，法國有相同的意向，但同時也希望通過“歐洲一體化”來遏制德國。德法有足夠的經(jīng)濟實力和雄厚的財力在歐債危機之初，甚至現(xiàn)在在很短時間內(nèi)疚可遏制危機蔓延并予以解決。之所以久拖不決，其根本目的在于借歐債危機之“機”，整頓財政紀律（特別市預(yù)算權(quán)），迫使成員國部分讓出國家財政主權(quán)，以建立統(tǒng)一的歐洲財政聯(lián)盟，在救助基金及歐洲央行的配合下，行使歐元區(qū)“財政部”的職能，以便加速推進歐洲一體化進程2債務(wù)危機形成原因主要原因1451評級機構(gòu)2財務(wù)造假3積稅與就業(yè)4EU引起威脅2債務(wù)危機形成原因關(guān)于評級機構(gòu)及其他146二、1.評級機構(gòu):美國三大評級機構(gòu)則落井下石，連連下調(diào)希臘等債務(wù)國的信用評級。(2009年10月20日，希臘政府宣布當年財政赤字占國內(nèi)生產(chǎn)總值的比例將超過12%，遠高于歐盟設(shè)定的3%上限。隨后，全球三大評級公司相繼下調(diào)希臘主權(quán)信用評級，歐洲主權(quán)債務(wù)危機率先在希臘爆發(fā)。)至此，國際社會開始擔(dān)心，債務(wù)危機可能蔓延全歐，由此侵蝕脆弱復(fù)蘇中的世界經(jīng)濟。2財務(wù)造假埋下隱患：希臘因無法達到《馬斯特里赫特條約》所規(guī)定的標準，即預(yù)算赤字占GDP3%、政府負債占GDP60%以內(nèi)的標準，于是聘請高盛集團進行財務(wù)造假，以順利進入歐元區(qū)。3.稅基與就業(yè)不樂觀：經(jīng)濟全球化深度推進帶來稅基萎縮與高失業(yè)4．歐盟的威脅：馬歇爾計劃催生出的歐共體，以及在此基礎(chǔ)上形成的歐盟，超出了美國最初的戰(zhàn)略設(shè)定，一個強大的足以挑戰(zhàn)美元霸主地位的歐元有悖于美國的戰(zhàn)略目標。

2債務(wù)危機形成原因關(guān)于評級機構(gòu)及其他1471歐盟峰會成果（2011.10）2歐盟峰會成果（2011.12）3宋鴻兵3解救方案148一、銀行體系注資問題

3解救方案之10月峰會歐盟被迫采取一系列措施提供流動性，借以穩(wěn)定銀行體系：歐洲央行聯(lián)合美聯(lián)儲、英國央行、日本央行和瑞士央行在3個月內(nèi)向歐洲銀行提供無限量貸款；歐洲央行重啟抵押資產(chǎn)債券的收購；歐洲央行重新發(fā)放12個月期銀行貸款。在此次峰會上，歐盟領(lǐng)導(dǎo)人達成一致，要求歐洲90家主要商業(yè)銀行在2012年6月底前必須將資本金充足率提高到9%。銀行國別資本補充額度（單位：億歐元）希臘300西班牙262意大利147葡萄牙78法國88德國52總計約10601493解救方案之10月峰會二、EFSF擴容問題實現(xiàn)“EFSF的杠桿化操作”，即以目前現(xiàn)有資金向高比例債券提供擔(dān)保，主要分為兩種方式：方式一：按20-25%的比例，用EFSF剩余資金額度為新發(fā)債券提供“信用增級”，投資者購買債券時可以購買“風(fēng)險保險”，從而使債券獲得EFSF的擔(dān)保，當債券出現(xiàn)違約損失時，債權(quán)人可以從EFSF獲得至少20%的面值補償；方式二：依托EFSF成立“特別用途工具”（也有稱“特別用途投資工具”，縮寫為SPV/SPIV），吸納歐盟以外民間或主權(quán)基金以充實EFSF可用資金額度。1503解救方案之10月峰會三、希臘主權(quán)債務(wù)減記問題歐盟和IMF：1090億歐元援助貸款銀行等私人投資者：自愿減記21%私人債僅減記幅度第二輪救助計劃所需資金21%252050%114060%1090私人債僅減記幅度與第二輪救助希臘計劃所需資金對比1513解救方案之12月峰會一、達成“新財政協(xié)議”財政協(xié)議的主要內(nèi)容包括：1.政府預(yù)算應(yīng)實現(xiàn)平衡或盈余，年度結(jié)構(gòu)性赤字不得超過名義GDP的0.5%；2.成員國超過歐盟委員會設(shè)定的3%的赤字上限，將受到歐盟制裁，除非多數(shù)歐元區(qū)成員國反對；3.債務(wù)占比超過60%的國家，其債務(wù)削減數(shù)量指標的細則必須依據(jù)新的規(guī)定；歐盟將加強對成員的財政監(jiān)督和評估，有權(quán)要求涉嫌違反《穩(wěn)定與增長公約》的成員國重新修改預(yù)算；4建立并落實各成員國政府債券發(fā)行計劃事先報告制度5.加強財政一體化；加