短路恢復(fù)過沖原因及解決方法

汽車電子Buck變換器短路恢復(fù)輸出過沖分析劉松,丁宇,楊啟峰(萬代半導(dǎo)體元件上海有限公司,上海201203)摘要：本文詳細(xì)分析了MOSFET開通延時(shí)、電流取樣信號(hào)延時(shí)和前沿消隱時(shí)間所決定的系統(tǒng)最小導(dǎo)通時(shí)間是峰值電流模式下脈寬限流不能起作用的原因；探討了用于汽車電子系統(tǒng)降壓型Buck變換器在輸出短路保護(hù)后恢復(fù)時(shí)輸出電壓產(chǎn)生過沖的問題，響應(yīng)慢CCM模式導(dǎo)致COMP腳電壓不能迅速放電；討論了短路時(shí)輸出二極管和引線電壓使電感逐漸飽和的過程。輸出過沖前沿尖峰產(chǎn)生于電感和輸出電容的諧振，功率管直通導(dǎo)致穩(wěn)定后輸出電壓等于輸入電壓。最后給出了解決此問題的電路和測試結(jié)果。實(shí)驗(yàn)的結(jié)果表明：此電路有效的抑止了短跑恢復(fù)中的輸出電壓過沖。關(guān)鍵詞：變換器，輸出過沖，短路恢復(fù)，最小導(dǎo)通時(shí)間AnalysisofOutputOvershootingDuringShortCircuitRecoveryofBuck

ConverterinAutomobileElectronicSystemLiuSong,DingYu,YangQifeng(AOSSemiconductorCo.,Ltd.,Shanghai201203)Abstract:ThereasonwhycyclebycyclecurrentlimitcannotfunctionevenatpeakcurrentmodePWMisanalyzedindetail.OutputovershootingduringshortcircuitrecoveryofBuckconverterinautomobileelectronicsystemisdiscussedinthispaper.Theprocessoftheinductorgoingintosaturationgraduallyowingtodropvoltageofcatchdiodeandtraceduringoutputshortcircuitisalsodiscussed.Spikevoltageofoutputatleadingedgeiscausedbytheinductorandoutputcapacitance.PowerMosfetholdingalwaysonmakesoutputvoltageequaltoinputvoltage.Thesolutiontotreatthisissueandtestresultsaregivenintheend.Keywords:converter;outputovershoot,shortcircuitrecovery,minimumonduration引言目前在汽車電子系統(tǒng)中，輸入使用12V/24V的電壓［1］然后采用Buck降壓變換器，得到5V、3.3V，2.5V，1.8V，1.2V等多種電壓以提供給系統(tǒng)的各種邏輯數(shù)字芯片，模擬芯片,MCU或DSP的內(nèi)核、I/O口等負(fù)載。系統(tǒng)要求電源芯片在輸出短路時(shí)要有保護(hù)功能，暫態(tài)的輸出短路狀態(tài)消除后系統(tǒng)可以恢復(fù)。在一些Buck變換器應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)，在輸出短路恢復(fù)的過程中，輸出產(chǎn)生過沖，穩(wěn)定后輸出電壓等于輸入電壓，由于汽車電子系統(tǒng)的輸入電壓高，這樣就會(huì)損壞后面所帶的芯片負(fù)載。本文將探討這些問題及其產(chǎn)生的原因，并給出相應(yīng)的電路以解決這些問題。短路恢復(fù)過程輸出過沖通常在汽車電子系統(tǒng)中的Buck降壓變換器采用紋波電流小、傳輸功率大和EMI特性好的CCM峰值電流模式控制，同時(shí)具有過流和輸出短路保護(hù)的功能，通過對(duì)電感峰值電流的逐周期自動(dòng)控制，直接限定了電感峰值電流以及電感的平均電流。在輸出短路時(shí)，保護(hù)電路就將其工作頻率降到正常頻率的1/8左右。因?yàn)楣ぷ黝l率較低，電感的平均電流也很低；當(dāng)瞬態(tài)的輸出短路狀態(tài)撤除，變換器經(jīng)過軟啟動(dòng)電路重新啟動(dòng)。在實(shí)際的應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)，將輸出短路再去除短路時(shí)，輸出會(huì)出現(xiàn)較大過沖尖峰，超過輸入電壓，而且最后穩(wěn)定到輸入電壓值。如圖1所示。Buck變換器輸入電壓為12V,輸出為5V,工作頻率500kHz。IL為電感電流，VCOMp為COMP腳的電壓，VOUT為輸出電壓，Vsw為開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓。t/20ps/格圖1：輸出短路恢復(fù)過程波形從圖中可以看到：輸出短路后系統(tǒng)在內(nèi)部處于保護(hù)狀態(tài)，開關(guān)頻率降低到48kHz,短路去除后，輸出電壓振蕩到16V，然后降低到12V。而且很明顯，在恢復(fù)的過程中，電感進(jìn)入飽和，電感的電流由鋸齒波變?yōu)橐欢畏€(wěn)定的電流，其電流值為峰值保護(hù)點(diǎn)。輸出過沖產(chǎn)生原因分析在短路過程中，VCOMp電壓為高的電壓值，系統(tǒng)進(jìn)入頻率折返保護(hù)。峰值電流模式具有脈沖限流功能，為什么還要頻率折返保護(hù)？因?yàn)樵谳敵龆搪窌r(shí)，輸出并不完全如同理論分析的那樣，輸出電壓為0，由于續(xù)流二極管和引線電阻的存在，實(shí)際的輸出電壓為續(xù)流二極管V+V壓降V和引線電阻壓降V之和，開關(guān)管的開通時(shí)間為：T=-fR。由于V+V值F R onV?f FRinS很小，開關(guān)頻率越高，T越小，T小于PWM具有的最小導(dǎo)通時(shí)間T 時(shí)，上端的主on on on(Min)開關(guān)管在每個(gè)開關(guān)周期，導(dǎo)通的時(shí)間將維持這個(gè)最小導(dǎo)通時(shí)間值。PWM具有的最小導(dǎo)通時(shí)間T 的原因在于：開關(guān)管MOSFET的開通有一定的延時(shí)，on(Min)電流的取樣信號(hào)傳送到PWM比較器也在一定的延時(shí)和前沿消隱時(shí)間⑵。最小導(dǎo)通時(shí)間Ton(Min)必須大于這些延時(shí)，否則開關(guān)管就不能準(zhǔn)確的完全開通。didi在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)：L?—產(chǎn)=V+V，低的V+V值導(dǎo)致低寧，即電感電流的下降

dtFR FR dt斜率很小。當(dāng)開關(guān)管在每個(gè)開關(guān)周期導(dǎo)通T 時(shí)間后，由于電感電流的下降斜率很小，on(Min)

電流下降很慢，在開關(guān)周期的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，電感不能充分的磁復(fù)位，這樣在下一個(gè)開關(guān)周期，電感的電流再從更高的電流值線性增加，電感的磁通也從更高的起始磁通值激磁。幾個(gè)開頭周期后，電感將逐漸的飽和。在最小導(dǎo)通時(shí)間狀態(tài)下，電流信號(hào)傳輸?shù)难訒r(shí)和前沿消隱時(shí)間使脈沖限流功能失去作用。從上面的分析可以直觀的得到：降低開關(guān)頻率，由于導(dǎo)通時(shí)間固定，從而延長電感去磁的時(shí)間，抑止電感飽和。短路去除后系統(tǒng)進(jìn)入軟起動(dòng)，系統(tǒng)從折返的頻率進(jìn)入正常的開關(guān)頻率。注意到由于CCM模式響應(yīng)慢，能量轉(zhuǎn)移速度慢，短路去除后輸出負(fù)載電流迅速減小，由于輸出電壓仍然很低，VCOMP應(yīng)該仍然維持高的電壓值，軟起動(dòng)的過程中，雖然VCOMP降低，但其下降的速度較多慢，這樣開關(guān)管開通后會(huì)開關(guān)較長的時(shí)間，注意到電感中已經(jīng)儲(chǔ)存了很多的能量，電感的起始磁通位于很高的值，再加上從輸入傳送的能量繼續(xù)激磁，導(dǎo)致電感電流繼續(xù)增加，在一段時(shí)間維持在峰值的電流值，同時(shí)輸出電壓的上升。幾個(gè)開關(guān)周期后，上端的主開關(guān)管直通電感和輸出電容形成諧振環(huán)，輸出電壓諧振到峰值，阻尼振蕩回到穩(wěn)定的輸入值，電感電流下降到0到負(fù)向最大值，然后到一個(gè)較小的直流值。圖1可以得到振蕩頻率約為15kHz,由于電感L為5.8uH,輸出電容為20uF,則LC諧振頻率f為：o2?兀2?兀?“L?C2?兀?<5.8?10-6?20?10-6二14.78k兩者的結(jié)果一致。抑止過沖的電路在正常的軟起動(dòng)過程中，但是由于軟起動(dòng)電路限制，VCOMP電壓只能逐漸的增加，因此占空比也是逐漸的增加，當(dāng)輸出電壓達(dá)到正常的值，占空比也達(dá)到正常的值。在此過程中，浪涌的電流被限制，在每一個(gè)開關(guān)周期，電感磁通能夠正常的復(fù)位，伏秒值就可以維持平衡。在短路恢復(fù)的過程中，由于VCOMp電壓高，若COMP管腳放電壓速度慢，系統(tǒng)無法重新進(jìn)入正常的軟起動(dòng)，電感的儲(chǔ)能導(dǎo)致輸出產(chǎn)生過沖。在輸出電容大時(shí)，必須要有更長的軟起動(dòng)時(shí)間，才能有效的減小輸出過沖。對(duì)于這個(gè)問題，最直觀的想法就是：如果在短路恢復(fù)過程中，當(dāng)輸出電壓從0開始增加時(shí)，在其回到正常輸出值前將COMP腳的電壓拉低，這樣能夠進(jìn)入正常的軟起動(dòng)，就有可能完成正常的短路恢復(fù)過程。解決的方案如圖2所示。為了拉低在短路恢復(fù)過程中COMP腳的電平同時(shí)又不影響電路的正常工作，在COMP腳加上一個(gè)三極管放電回路。在短路恢復(fù)過程中，輸出電壓上升的前沿形成一個(gè)高頻信號(hào)，經(jīng)C3耦合到三極管基極，使其導(dǎo)通，強(qiáng)制將COMP電位置低，從而抑制輸出過沖。輸出正常后，輸出為直流，C3起隔離直流的作用，對(duì)電路無影響。R3起到限制三極管基極電流的作用。

圖2：抑止輸出過沖的電路實(shí)驗(yàn)測試及結(jié)果增加保護(hù)電路后的波形如如圖3所示。當(dāng)Cl=33pF時(shí)，輸出仍然的電壓過沖，COMP腳的電壓下降的速度慢，在恢復(fù)的過程中，其電壓值不能被拉低到較低的值。當(dāng)C1=100pF時(shí)，COMP腳的電壓在短路恢復(fù)過程迅速的被拉為較低電平，芯片經(jīng)過軟起動(dòng)回到正常的t10s/格(a)C3=100pFt/50ps/格(b)C1=33pF

圖3：增加外圍電路的的短路恢復(fù)波形因此只有當(dāng)C3大于lOOpF以上時(shí)電路才可以有效的抑制短路恢復(fù)過程中的過沖，而且輸出回到穩(wěn)定的5V。結(jié)論MOSFET開通延時(shí)、電流取樣信號(hào)延時(shí)和前沿消隱時(shí)間所決定的系統(tǒng)最小導(dǎo)通時(shí)間是