振幅調(diào)制及解調(diào)

第5章

振幅調(diào)制及解調(diào)

5.1概述5.2振幅調(diào)制信號(hào)分析5.3振幅調(diào)制方法5.4振幅調(diào)制電路5.5振幅解調(diào)方法5.6振幅解調(diào)電路調(diào)制及解調(diào):1.Audiof:20Hz~20KHz20KHz:15Km2.復(fù)用信號(hào)傳輸基帶傳輸載波傳輸~放大調(diào)制信源Sound輸入回路解調(diào)終端TDMA:TimeDivideMultiplexApplicationFDMA:Frequency...WDMA:Wave…水平/垂直極化圓形極化（順/逆）CDMA:CodeSDMA:Space5.1概述一、連續(xù)波模擬調(diào)制uC(t)=UCmcos(ωCt+φ)uΩ

(t)=Af(t)載波uΩ

(t)=UΩmcosΩt調(diào)制信號(hào)用調(diào)制信息控制載波參數(shù)AM:AmplitudeModulationFM:Frequency...PM:Phase...圖5.1.1已調(diào)波波形(a)調(diào)幅信號(hào)；(b)調(diào)頻信號(hào)；(c)調(diào)相信號(hào)5.2振幅調(diào)制信號(hào)分析一、普通調(diào)幅波(AM--AmplitudeModulation)載波uC(t)=UCmcosωCt調(diào)制信號(hào)uΩ(t)=UΩmcosΩtωC>>Ω1、時(shí)域：AM:圖5.2.1普通調(diào)幅信號(hào)的產(chǎn)生調(diào)制(幅)度(系數(shù))0.05~0.95----19倍動(dòng)態(tài)范圍二、頻域（FrequencyDomain）上邊帶下邊帶頻率搬移載波不含信息上、下邊帶信息相同Radio:4.5kHZ

間隔：9/10kHZ只傳送一個(gè)邊帶信息就可以了。載波功率：三、功率平均功率

：邊帶功率：最大瞬時(shí)功率

：平均調(diào)制度邊帶功率：實(shí)現(xiàn)：例：某AM發(fā)射機(jī)載波功率150W,ma分別為1、0.3，

求：PSB,PAV,Pmax,PSB/

PAV

uΩ包含N個(gè)頻率分量時(shí)普通調(diào)幅信號(hào)為UΩm是最大振幅f(t)代表歸一化后uΩ的變化規(guī)律，稱為波形函數(shù)圖5.2.4復(fù)雜調(diào)制信號(hào)生成的普通調(diào)幅信號(hào)(a)波形；(b)頻譜1、信號(hào)載在載波的包絡(luò)上(傳輸中干擾累積)

抗干擾差2、頻譜的線性變換(頻率搬移)BWAM=2Ωmax;

載波不含信息，信息在上/下邊帶，且上/下邊帶信息相同，頻譜利用率低3、能量利用率低：<1/3(大多：4.5％)AM特點(diǎn)：缺點(diǎn)：1、信號(hào)相乘完成頻率搬移，技術(shù)難度低，設(shè)備簡(jiǎn)單，成本低優(yōu)點(diǎn)：二、雙邊帶調(diào)制(DSB)DSB-SC

DoubleSidebandSuppressedCarrierModulation帶寬為:

BWDSB=2Ω總平均功率等于邊帶功率頻率搬移上邊帶下邊帶圖5.10DSB調(diào)制信號(hào)波形圖圖5.2.6雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的波形(a)

cosΩt和cosωct同時(shí)過(guò)零；(b)

cosΩt和cosωct不同時(shí)過(guò)零三、單邊帶調(diào)制(SSB--SingleSideBand)uSSB(t)=Usmcos(ωC±Ω)t

濾波法

帶寬為:BWSSB=Ω圖5.2.9單邊帶調(diào)幅信號(hào)(a)波形；(b)頻譜要求：濾波器過(guò)渡帶陡，調(diào)制信號(hào)中低頻分量越豐富，濾波器的渡帶要求越窄，實(shí)現(xiàn)越困難。

往往在載頻比較低的情況下經(jīng)過(guò)幾次濾波取出單邊帶信號(hào)。之后再將載波頻率提高到要求的數(shù)值。濾波法

2．相移法uSSB(t)=Usmcos(ωC±Ω)t=Usm(

cosωCt

cosΩt±

sinωCtsin

Ωt)相移法uSSB(t)=Um0(

cosωCt

cosΩt±

sinωCtsin

Ωt)解：us1=(2+cos2

103t)cos(

106t)【例】調(diào)幅信號(hào)us1、us2，判斷調(diào)幅波類型，確定載頻和帶寬，計(jì)算在單位負(fù)載電阻上產(chǎn)生的總平均功率。us1=［2+cos（2π×103t）］cos(π×106t)Vus2=1.5cos(1.996×106πt)+1.5cos(2.004×106πt)VAM=2(1+0.5cos2

103t)cos(

106t)

VPAM=Pc+PSB=2W+0.25W=2.25W單位負(fù)載電阻上BWAM=2Ω=4π×103rad/sUsm=2Vma=0.5ωc=π×106rad/s

Ω=2π×103rad/s

單位負(fù)載電阻上，總平均功率:us2=1.5cos(1.996×106πt)+1.5cos(2.004×106πt)

=3cos(4π×103t)cos(2π×106t)VDSB，Usm=3VBWDSB=2Ω=2×4π×103rad/s=8π×103rad/sωc=2π×106rad/s，Ω=4π×103rad/sUsm1≠Usm2？【例】判斷us1、us2類型，寫(xiě)出時(shí)域表達(dá)式，畫(huà)出頻譜圖5.2.12調(diào)幅信號(hào)(a)

us1的波形；(b)

us2的頻譜Usm,max=8V

Usm,min=2VAM解：us1

=5［1+0.6cos(2π×103t)］cos(2π×106t)Vus1=Usm(1+macosΩt)cosωct

us1的頻譜us2的波形us2=2.5cos(2π×78×103t)+2.5cos(2π×82×103t)DSB雙邊帶

=5cos(2π×2×103t)cos(2π×80×103t)Vus2的頻譜四、殘留邊帶VSB－VestigialSideBandDSB:6.75*2=13.5MHzVSB:8MHzfC-0.75fMHz-1.2566.56.75TV:圖5.2.14殘留邊帶調(diào)制和解調(diào)的頻譜搬移時(shí)域:相乘頻域:調(diào)制信號(hào)頻譜的搬移。振幅調(diào)制:時(shí)域?qū)崿F(xiàn)方法是信號(hào)相乘，頻域是頻率的加減運(yùn)算。5.3振幅調(diào)制原理乘法器是非線性電路有非線性器件和線性時(shí)變電路兩種基本設(shè)計(jì)。

5.3.1非線性器件調(diào)幅1．晶體管放大器調(diào)幅1次0次DCDC2次3次DC4次4階冪級(jí)數(shù)展開(kāi)頻譜圖1次DC2次3次DC4次1次0次DCDC2次3次DC4次1)、高階項(xiàng)存在產(chǎn)生頻率ωpq=±pω1±qω2(p,q=0,1,2,3,…)p+q=n的各組合頻率分量統(tǒng)稱為n階組合頻率2)、奇階項(xiàng)組合頻率由該階項(xiàng)和低于該階的所有奇階項(xiàng)組成。3)、階次越高組合頻率成分越多；但數(shù)值越小。偶階項(xiàng)組合頻率由該階項(xiàng)和低于該階的所有偶階項(xiàng)組成。4)、和、差頻由偶階項(xiàng)得，實(shí)際相乘希望只有偶階項(xiàng)。5)、高階項(xiàng)存在產(chǎn)生線性失真和非線性失真。5)、高階項(xiàng)存在產(chǎn)生線性失真和非線性失真。

由于高階項(xiàng)存在，和/差頻信號(hào)幅值與調(diào)制信號(hào)幅值非正比關(guān)系，產(chǎn)生線性失真（頻率失真或包絡(luò)失真）

高于2階項(xiàng)，產(chǎn)生非線性失真ω1±2ω2

(1)、選用平方律器件或工作于器件平方律特性區(qū)uGS=UGG+uC+uΩ

2、減少高階項(xiàng)影響JFET:2)、減小信號(hào)，有用輸出減?。?)、平衡對(duì)消技術(shù)；平衡對(duì)消后四階冪級(jí)數(shù)展開(kāi)頻譜圖

保留前三項(xiàng)教材：圖5.3.2uBE和iC波形的幾何投影關(guān)系uΩ=UΩmcosΩt

uc=UcmcosωctiC的頻譜圖5.3.3iC的頻譜(1)包絡(luò)失真。高階項(xiàng)的組合頻率分量疊加在載頻分量和上、下邊頻分量上，使載頻振幅與調(diào)制信號(hào)振幅發(fā)生聯(lián)系，也使上、下邊頻分量振幅不單純正比于調(diào)制信號(hào)的振幅，使輸出電壓包絡(luò)線不完全按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化。(2)非線性失真。高階項(xiàng)組合頻率分量可以在上、下邊頻分量附近，因?yàn)榻咏鼛V波器通頻帶，這些組合頻率分量也會(huì)產(chǎn)生一定的電壓，使輸出電壓中出現(xiàn)新的頻率分量，產(chǎn)生非線性失真。

(1)采用平方律器件減小或消除包絡(luò)失真和非線性失真(2)改變交流輸入電壓。減小交流輸入電壓振幅可有效減小高階項(xiàng)，減小其組合頻率分量振幅，減小失真。交流輸入電壓不能無(wú)限制地減小振幅；否則，小信號(hào)時(shí)，工作點(diǎn)運(yùn)動(dòng)范圍過(guò)小，轉(zhuǎn)移特性曲線近似為直線，放大器就成了線性電路，無(wú)法產(chǎn)生上、下邊頻分量。增大載波振幅，減小調(diào)制信號(hào)振幅，使載波振幅遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)振幅，可以明顯減小高階項(xiàng)組合頻率分量的振幅，使組合頻率分量遠(yuǎn)離上、下邊頻分量，減小失真。線性時(shí)變電路調(diào)幅中就采用了這種方法。

(3)采用平衡對(duì)消技術(shù)。非線性器件調(diào)幅中的平衡對(duì)消技術(shù)是用不同方式疊加調(diào)制信號(hào)和載波，分別輸入到多個(gè)放大器，再將各個(gè)放大器的輸出電流適當(dāng)疊加，盡量使高階項(xiàng)的組合頻率分量反相疊加，對(duì)消為零，從而達(dá)到減小失真的目的。圖5.3.4所示為一個(gè)采用四路兩級(jí)平衡對(duì)消技術(shù)的非線性器件調(diào)幅的電路框圖。圖5.3.4采用平衡對(duì)消技術(shù)的非線性器件調(diào)幅(3)采用平衡對(duì)消技術(shù)為了近似分析，高階項(xiàng)只保留n=3和n=4兩項(xiàng)，四個(gè)晶體管放大器A1~A4相同，晶體管的集電極電流分別為據(jù)此可以確定平衡對(duì)消過(guò)程前后電流的頻譜，結(jié)果如圖5.3.5所示。圖5.3.5平衡對(duì)消過(guò)程的頻譜分析圖5.3.6場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅(a)原理電路；(b)場(chǎng)效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移特性2．場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅uGS=UGG+ugs=UGG+uΩ+uc圖5.3.7uGS和iD波形的幾何投影關(guān)系5.3.2線性時(shí)變電路調(diào)幅圖5.3.8晶體管放大器調(diào)幅(a)原理電路；(b)晶體管的轉(zhuǎn)移特性Ucm>>UΩmΩc>>ΩUBB=UBE(on)uBE=uΩ

+uc+UBBuΩ

=UΩmcosΩtuc=Ucmcosωct1．晶體管放大器調(diào)幅其傅立葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式為圖5.3.9單向開(kāi)關(guān)函數(shù)(a)波形；(b)頻譜uc>0uc<0iC=0I0(t)：時(shí)變靜態(tài)電流，調(diào)制信號(hào)為零、交流輸入電壓僅有載

波時(shí)有源器件的輸出電流g(t)：時(shí)變電導(dǎo)，調(diào)制信號(hào)為零、交流輸入電壓僅有載波時(shí)

有源器件的交流跨導(dǎo)圖5.3.10I0(t)和g(t)的波形uc和I0(t)波形的幾何投影關(guān)系；

uc和g(t)波形的幾何投影關(guān)系LC并聯(lián)諧振回路：ω0=ωc，BWBPF>>2Ω,諧振電阻為Re時(shí)LC回路：ω0=3ωc，BWBPF>>2Ω,諧振電阻為Re，DSB圖5.3.12場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅(a)原理電路；(b)場(chǎng)效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移特性UGG=UGS(off)

Ucm>>UΩm

ωc>>Ω2．場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅時(shí)變電導(dǎo)時(shí)變靜態(tài)電流圖5.3.13I0(t)和g(t)的波形(a)uc和I0(t)波形的幾何投影關(guān)系；(b)uc和g(t)波形的幾何投影關(guān)系圖5.3.14iD的頻譜ω0=ωc

BWBPF≥2Ω

諧振電阻Re平衡對(duì)消技術(shù)應(yīng)用于時(shí)變電路:雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)DSB1.單差分放大器u2單端輸出差分放大器調(diào)幅電路、轉(zhuǎn)移特性3．差分對(duì)放大器調(diào)幅

(1)當(dāng)Ucm<UT時(shí)，差動(dòng)放大器工作在線性區(qū)，雙曲正切函數(shù)近似為其自變量:AM:ωO=ωCBW≥2Ω

(2)當(dāng)Ucm>4UT時(shí)，差動(dòng)放大器工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，雙曲正切函數(shù)的取值為1或－1,即雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)圖5.3.16雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)波形和頻譜AM:ωO=(2n-1)ωC

n=1,2,3…BW≥2Ω(3)當(dāng)Ucm的取值介于情況(1)和情況(2)之間時(shí)，差動(dòng)放大器工作在非線性區(qū)，雙曲正切函數(shù)可以展開(kāi)成傅立葉級(jí)數(shù)：AM:ωO=(2n-1)ωC

n=1,2,3…BW≥2Ω見(jiàn)附錄B【例】雙端輸出的差分對(duì)放大器調(diào)幅電路如圖5.3.17(a)所示，uΩ=UΩmcosΩt，uc=Ucmcosωct,分析該電路的工作原理。圖5.3.17雙端輸出的差分對(duì)放大器調(diào)幅(a)電路；(b)電流分布解：根據(jù)差分對(duì)放大器的電流方程，晶體管V1和V2的集電極電流分別為當(dāng)UΩm<UT時(shí)：當(dāng)UΩm<UT條件不滿足時(shí)，th(uW/2UT)包含uΩ的諧波分量，和uc相乘后頻譜分布在ωc±Ω附近，如果濾波輸出，則將使雙邊帶調(diào)幅信號(hào)發(fā)生非線性失真。DSB:ωO=ωCBW≥2Ω雙差分對(duì)放大器用作乘法器又稱吉爾伯特乘法單元圖5.3.18雙差分對(duì)放大器調(diào)幅io流過(guò)兩個(gè)電阻RC產(chǎn)生輸出電壓uo，當(dāng)UΩm<UT，Ucm<UT：如果只有UΩm<UTDSB進(jìn)一步當(dāng)Ucm>4UT時(shí)DSB為提高uΩ動(dòng)態(tài)范圍采用串聯(lián)電流負(fù)反饋采用串聯(lián)電流負(fù)反饋的雙差分對(duì)放大器調(diào)幅RE>>re：iC5和iC6大于零，確定uΩ的動(dòng)態(tài)范圍：4．二極管調(diào)幅圖5.3.20二極管調(diào)幅(a)原理電路；(b)伏安特性Ucm>>UΩm

ωc>>Ω時(shí)變靜態(tài)電流時(shí)變電導(dǎo)圖5.3.21ii的頻譜負(fù)載電壓uL=iiRLω0=(2n－1)ωc

（n=1，2，3，…）

BWBPF≥2Ωω0=3ωc時(shí)：kF:濾波器的增益【例】平衡對(duì)消二極管調(diào)幅電路如圖所示，忽略VD1和VD2導(dǎo)通電壓，VD1和VD2交流電阻為rD，uΩ=UΩmcosΩt，uc=Ucmcosωct，Ucm>>UΩm，ωc>>Ω。分析該電路工作原理。單平衡二極管調(diào)幅電路和等效電路解：當(dāng)uc>0時(shí)，VD1導(dǎo)通，VD2截止當(dāng)uc<0時(shí)，VD1截止，VD2導(dǎo)通k1(ωct)+k1(ωct－π)=1k1(ωct)－k1(ωct－π)=k2(ωct)ω0=(2n－1)ωc(n=1，2，3，…)

BWBPF≥2ΩAM或DSB本例題中，變壓器Tr3原邊的上半部分和下半部分輪流與副邊電感耦合，匝數(shù)比都是1∶1，負(fù)載電阻RL經(jīng)過(guò)(1∶1)2的阻抗變換，反射到上、下回路，得到的等效負(fù)載電阻都是RL【例】將上例中uc和uΩ對(duì)調(diào)位置，其他條件不變，分析該電路的工作原理。圖5.3.23單平衡二極管調(diào)幅(a)電路；(b)

uc>0時(shí)的等效電路uc<0，VD1、VD2截止，iL=0DSB

:ω0=(2n－1)ωc(n=1，2，3，…)BWBPF≥2Ωuc>0，VD1、VD2導(dǎo)通uc<0，VD1、VD2截止，iL=0DSB

:ω0=(2n－1)ωc

(n=1，2，3，…)BWBPF≥2Ωuc>0，VD1、VD2導(dǎo)通

低電平調(diào)幅：主要用來(lái)產(chǎn)生小功率的調(diào)幅信號(hào)，包括雙邊帶調(diào)幅信號(hào)和單邊帶調(diào)幅信號(hào)，經(jīng)功率放大后再發(fā)送。

高電平調(diào)幅：位于發(fā)射機(jī)末端，采用諧振功率放大器，用調(diào)制信號(hào)控制集電極電壓或基極電壓，在實(shí)現(xiàn)功率放大的同時(shí)完成調(diào)幅，獲得大功率的普通調(diào)幅信號(hào)，直接饋入天線發(fā)送。圖5.3.24集電極調(diào)幅(a)原理電路；(b)幾何投影和波形過(guò)壓狀態(tài)：諧振功放的集電極調(diào)制特性近似為線性，輸出電壓uo振幅usm近似按uΩ規(guī)律變化，uo為普通調(diào)幅信號(hào)uAM5.3.3集電極調(diào)幅過(guò)壓狀態(tài)效率較高，uΩ輸入功率較大欠壓狀態(tài)：諧振功放基極調(diào)制特性近似為線性，uo振幅usm近似按uΩ規(guī)律變化，uo為普通調(diào)幅信號(hào)5.3.4基極調(diào)幅圖5.3.25基極調(diào)幅(a)原理電路；(b)幾何投影和波形欠壓狀態(tài)uΩ輸入功率較小，效率較低解調(diào)(檢波)：從已調(diào)波中恢復(fù)調(diào)制信號(hào)的過(guò)程。5.4振幅解調(diào)原理5.4.1包絡(luò)檢波(適于AM波)---ED:EnvelopeDemodulation檢波二極管：UD(on)小，交流電阻rD較小。1．二極管峰值包絡(luò)檢波圖5.4.1二極管峰值包絡(luò)檢波(a)原理電路；(b)信號(hào)波形us0twCW充放電波形圖5.4.2普通調(diào)幅信號(hào)的iD波形kd：檢波增益，小于且近似等于1求kd：當(dāng)調(diào)制信號(hào)為一直流電壓

AM波為等幅信號(hào)uAM=Usmcosωct

檢波輸出近似為直流電壓UO，二極管端電壓uD=uAM－UO等幅AM信號(hào)的iD波形減小θ可提高檢波增益θ很小大信號(hào)狀態(tài)工作時(shí)，kd與信號(hào)強(qiáng)度無(wú)關(guān)，與二極管通角θ有關(guān)，rD越小，R越大，則θ越小，kd越接近于1。對(duì)于理想二極管，kd=1。二極管峰值包絡(luò)檢波的檢波增益接近于1是其主要優(yōu)點(diǎn)。在振幅為Usm的等幅普通調(diào)幅信號(hào)的情況下，二極管峰值包絡(luò)檢波的輸入電阻Ri等于Usm與iD中基波分量的振幅ID1m之比當(dāng)θ≤π/6時(shí)，有:【例】二極管峰值包絡(luò)檢波器如圖所示，VD1和VD2交流電阻rD=50Ω，輸入普通調(diào)幅信號(hào)uAM=2［1+0.5cos(4π×103t)］cos(2π×465×103t)V,電阻R=10kΩ，電容C=0.01μF。分析該電路能否實(shí)現(xiàn)檢波，并計(jì)算輸出電壓uo和輸入電阻Ri。下回路的－0.5uAM和uo的比較結(jié)果決定VD2導(dǎo)通或截止，以及C的充電或放電。。解：uAM>0VD2截止上回路的0.5uAM和uo的比較結(jié)果決定VD1導(dǎo)通或截止，以及C的充電或放電；uAM<0VD1截止因?yàn)橛嘞颐}沖頻率增加了一倍，所以式中的UO也增加一倍，即UO=2ID0R=2iDmaxa0(θ)R，其中θ仍然取半個(gè)余弦脈沖的寬度。另外，將Usm換為0.5Usm，則有經(jīng)過(guò)類似推導(dǎo)得:uo=kdusm=0.480×2×［1+0.5cos(4π×103t）］V=0.960［1+0.5cos(4π×103t)］V代入有關(guān)參數(shù)，得θ=0.287rad。檢波增益：

Ri可以根據(jù)能量守恒定理求解，在Ri上輸入電壓振幅的時(shí)間平均值為Usm

，在R上輸出電壓的時(shí)間平均值Uom=kdUsm，忽略VD1和VD2消耗的功率，有:所以1）惰性失真R放電太慢，跟不上輸入信號(hào)包絡(luò)的變化RC過(guò)大避免惰性失真：ZL(Ω)<ZL(0)有可能I1>I02.負(fù)峰切割失真：(底部失真)－＋CR－＋usuORL－＋uO1ID0在cosΩt的負(fù)半周就會(huì)導(dǎo)致IDo<0I1<I0二極管截止底部失真負(fù)峰切割失真2）負(fù)峰切割失真

設(shè)kd=1，

uo=Usm（1+macosΩt）

=Usm+maUsmcosΩt負(fù)峰切割失真級(jí)聯(lián)后級(jí)電路交流：CC短路，交流電壓UsmcosΩt加到了RL上，而直流電壓Usm則全部加到了CC上，于是CC等效成一個(gè)直流電壓源，通過(guò)R和RL的串聯(lián)分壓，RC并聯(lián)支路相對(duì)于沒(méi)有后級(jí)電路的情況存在一個(gè)限制電壓：負(fù)峰切割失真與RL和ma有關(guān)，RL越小，則ΔU越大，而ma越大，則上包絡(luò)線的波谷越低。如果低于ΔU，就會(huì)發(fā)生負(fù)峰切割失真。

負(fù)峰切割失真級(jí)聯(lián)后級(jí)電路；等價(jià)電路；Usm(1+macosΩt)－ΔU<0VD截止uo=0避免負(fù)峰切割失真：保證上包絡(luò)線最小值大于ΔU，即所以，對(duì)普通調(diào)幅信號(hào)的要求是：檢波電路負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的直流阻抗ZL(0)=R，對(duì)調(diào)制信號(hào)呈現(xiàn)的交流阻抗ZL(jΩ)=R∥RL，顯然ZL(jΩ)<ZL(0)。利用ZL(0)和ZL(jΩ)，上式也可寫(xiě)為設(shè)計(jì)電路使ZL(jΩ)接近于ZL(0)，也可以降低發(fā)生負(fù)峰切割失真的可能性?！纠慷O管峰值包絡(luò)檢波器如圖5.4.7(a)所示，圖中二極管VD為理想二極管，電阻R=5kΩ，普通調(diào)幅信號(hào)uAM的波形如圖(b)所示。為了避免惰性失真和負(fù)峰切割失真，求對(duì)電容C和負(fù)載電阻RL的取值要求。

解：C放電時(shí)uo在t0時(shí)刻的下降速度：U0的最小值U0min=5V，對(duì)應(yīng)的最小下降速度：U0是t0時(shí)刻的輸出電壓圖5.4.7二極管峰值包絡(luò)檢波電路及波形為了避免惰性失真，該最小下降速度應(yīng)該大于uAM上包絡(luò)線的下降速度，即為了避免負(fù)峰切割失真，上包絡(luò)線的最小值應(yīng)該大于限制電壓ΔU，即其中，Usm,min=5V，UO=7.5V是uo中的直流分量。所以:除惰性失真和負(fù)峰切割失真外，隨著普通調(diào)幅信號(hào)的時(shí)變振幅usm的增大，因?yàn)槎O管伏安特性的非線性，二極管的交流電阻rD減小，二極管兩端的電壓uD相對(duì)減小，輸出電

壓uo則相對(duì)增加，所以u(píng)o≈kdusm中的檢波增益會(huì)隨著usm的

增大而增大，不再是常數(shù)，uo和usm之間也不是嚴(yán)格的線性關(guān)系，uo中出現(xiàn)新的頻率分量，造成非線性失真。當(dāng)usm較小時(shí)，二極管伏安特性的非線性更加明顯，這一失真更為嚴(yán)重。只有提高檢波器的輸入電阻Ri，使usm較大，工作點(diǎn)位于二極管伏安特性曲線上較高的線性范圍，非線性失真才不明顯。一般地，應(yīng)該保證usm的最小值比二極管的導(dǎo)通電壓UD(on)大500mV，即

Usm(1－ma)－UD(on)>500mV2．并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波uAM=Usmcosωct)，輸入檢波器的功率為0.5U2sm/Ri，電容C1上的電壓uC1≈Usm，忽略二極管VD導(dǎo)通時(shí)的管壓降，VD兩端的電壓uD=uAM－uC1=Usmcosωct－Usm，包括振幅為Usm的高頻交流電壓和直流電壓－Usm，檢波器輸出端的直流電阻為R1，直流功耗為U2sm/R1，高頻交流電阻為R1∥R2，高頻交流功耗0.5U2sm/(R1∥R2)，因此，有:為了提高中頻放大器的增益，以及提高其諧振回路的品質(zhì)因數(shù)，獲得較好的選頻功能，都需要盡量增大檢波器的輸入電阻Ri;

3．晶體管峰值包絡(luò)檢波晶體管峰值包絡(luò)檢波二極管峰值包絡(luò)檢波為了避免產(chǎn)生惰性失真和負(fù)峰切割失真，Ri的取值范圍又受到限制，即Ri不能太大。二、同步檢波1、乘積型uS=UDSB=UsmcosΩt·cosωCtuL=ULmcosωCt與載波同頻同相LPFusuouLkMkF×ωL=ωC鎖相技術(shù)uSSB(t)=Usmcos(ωC±Ω)t【例】乘積型同步檢波器如圖所示，已調(diào)波ussb=Usmcos(ωc+Ω)t，本振信號(hào)ul=Ulmcosωct，Ulm>>Usm。求輸出電壓uo。圖5.4.11單邊帶調(diào)幅信號(hào)的乘積型同步檢波(a)原電路；(b)等效電路ul>0，VD1和VD2導(dǎo)通

VD3和VD4截止ul<0，VD1和VD2截止

VD3和VD4導(dǎo)通＋－VD1VD2RC＋－＋－uO1RDRD＋－RC＋－uO2VD3VD4RDRD＋－解：當(dāng)本振信號(hào)相對(duì)載波有頻差Δωc和相移j時(shí)，有：

ul=Ulmcos［(ωc+Δωc)t+j］uDSB=UsmcosΩtcosωct低通濾波后，輸出電壓:同頻同相ωL=ωC鎖相技術(shù)2．疊加型同步檢波us=uDSBUlm≥Usmuo=kdUlm［1+（Usm/Ulm）cosΩt］kd：檢波增益疊加型同步檢波圖5.4.13uDSB和ul疊加成uAM當(dāng)us是單邊帶調(diào)幅信號(hào)uSSB時(shí)，和ul疊加得不到完整的普通調(diào)幅信號(hào)，只有在滿足一定條件時(shí)，才可以輸出近似的普通調(diào)幅信號(hào)。以u(píng)SSB是上邊帶調(diào)幅信號(hào)為例，加法器的輸出電壓：設(shè)D=Usm/Ulm當(dāng)D<<1時(shí)包絡(luò)檢波后：uo=kdUlm(1+DcosΩt)

uSSB(t)=Usmcos(ωC+Ω)t(1

x)1/2

1(|x|<<1)包絡(luò)檢波后：uo=kd(Ulm+UsmcosΩt)

ul=Ulmcosωct【例】平衡式疊加型同步檢波器如圖所示，圖中單邊帶調(diào)幅信號(hào)uSSB=Usmcos(ωc+Ω)t，本振信號(hào)ul=Ulmcosωct，Ulm>>Usm。求輸出電壓uo。圖5.4.14平衡式疊加型同步檢波(a)原電路；(b)等效電路解：設(shè)D=0.5Usm/Ulm，D<<1。上回路中0.5uSSB和ul疊加成近似的普通調(diào)幅信號(hào)：下回路中－0.5uSSB和ul疊加成近似的普通調(diào)幅信號(hào):經(jīng)過(guò)平衡對(duì)消，輸出電壓:uSSB(t)=Usmcos(ωC+Ω