負(fù)載驅(qū)動器電路的實現(xiàn)方案

負(fù)載驅(qū)動器電路的實現(xiàn)方案密運算放大器能驅(qū)動功率要求不足50mW的負(fù)載，而搭配了精密運算放大器輸入級和分立功率晶體管輸出級的復(fù)合放大器能夠用來驅(qū)則電路必須以單位增益將電橋從100mV驅(qū)動至5V。使問題變得更為復(fù)雜的是，它能使用各種不同的橋式電阻例如，應(yīng)變計的標(biāo)準(zhǔn)阻抗為120Q或350Q。若采用120Q電橋，則放大器必須提供42mA電流，才能保持5V電橋驅(qū)動能力。此外，電路驅(qū)動能力必須高達(dá)10nF。這是考慮電對該設(shè)計的電源電壓為7V,輸出為5V。若裕量為250mV,則可用裕量(VDD-VOUT)等于1.75V。目標(biāo)負(fù)載電流為42mA。精密、雙通道運算放大器ADA4661-2具有軌到軌輸入和輸出特性。該器件的大輸出級可驅(qū)動大量電流。源電流為40mA時，數(shù)據(jù)手冊中的壓差電壓規(guī)格為900mV,所以可輕松滿足1.75V裕壓差限制了電路采用低壓電源工作，而功耗則限制了電路采裝簡化了原型制作，但LFCSP封裝的熱性能更佳，所以如有可能理應(yīng)采用LFCSP封裝。MSOP的熱阻(θJA)等于LFCSP熱阻等于83.5°C/W。芯片升溫可通過將熱阻乘以功耗計算得到。當(dāng)電源為15V且輸出為5V時，裕量為10V。電流為42mA,因此功耗為420mW。終的芯片升溫(MSOP為60°C,LFCSP為35°C)限制環(huán)境溫度為65°C(MSOP)以及90°C(LFCSP)。為保持的電橋激勵電壓，芯片和封裝的組合熱性能同樣十分重要。不幸的是，驅(qū)動大輸出電流時，某些運算放大器的性能下降明顯。輸出級功耗使得芯片上的溫度梯度極大，從而導(dǎo)致匹配晶體時抑制這些溫度梯度。反饋環(huán)路穩(wěn)定滿足負(fù)載-電容規(guī)格不容易，因為大多數(shù)運算放大器在不使用外部補(bǔ)償?shù)那闆r下無法驅(qū)動10nF的容性負(fù)載。驅(qū)動大容性負(fù)載的一種經(jīng)典技巧，是使用多個反饋拓?fù)?，如圖1所示。圖中隔離電阻RISO將放大器輸出和負(fù)載電容CLOAD隔離。將輸出信號VOUT通過反饋電阻RF進(jìn)行回送，便能保持直流。通過電容CF反饋放大器輸出，可保持環(huán)路穩(wěn)定性。如需使該電路有效，RISO必須充足大，以便總負(fù)載阻抗在放大器的單位增益頻率下表現(xiàn)出純阻性。這是很困難的，因為該電阻上會有電壓下降。通過度配差情況下的剩余電壓裕量，可確定RISO的值。6.75V電源以及5V輸出允許1.75V總壓差。放大器VOH占用總壓差的900mV,所以電阻上的壓降允許達(dá)到850mV。如此，便可將RISO的值限制為20Ω。2nF負(fù)載電容在該放大器的單位增益交越頻率4MHz處產(chǎn)生一個極點。顯然，多反饋無法滿足該要求。圖1.多反饋拓?fù)淞硪环N穩(wěn)定重載緩沖器的方法是使用混合單位跟隨器拓?fù)?，如圖2所示。這種方法通過降低反饋系數(shù)，強(qiáng)迫反饋環(huán)路在較低頻率處發(fā)生交越，而非嘗試移除負(fù)載-電容形成的極點。因為存在負(fù)載極點，所以會產(chǎn)生過多相移；通過強(qiáng)迫環(huán)路在發(fā)生過多相移之前完成交越，便可實現(xiàn)電路穩(wěn)定性。T反饋系數(shù)是噪聲增益的倒數(shù)，所以人們可能得出結(jié)論，認(rèn)為這種方法擯棄了采用單位增益信號的原則。若電路采用傳統(tǒng)反相或同相配置，那么這種觀點是正確的。但若對原理圖作深入考察，便會發(fā)現(xiàn)兩個輸入均被驅(qū)動。分析該電路的一種簡便方法是將-圖2.混合單位跟隨器拓?fù)淙鐖D3所示。多反饋分隔低頻和高頻反饋路徑，并加入了充足多的過反饋電阻RF.驅(qū)動低頻反饋。利用放大器輸出，通過反饋電CF圖3.電橋驅(qū)動器原理圖保持直流要求十分留意信號走線，因為電路中存在大電流。從42mA的負(fù)載電流中，僅需7mQ即可產(chǎn)生300?V壓降；該誤差已相當(dāng)于放大器的失調(diào)電壓。解決這個問題的一種典型方法是使用4線開爾文連接，利用兩個載流連接(通常稱為"強(qiáng)制")驅(qū)動負(fù)載電流，另外兩線為電壓測量連接(通常稱為"檢測")。檢測連接必須盡可能靠近負(fù)載，以防任何負(fù)載電流流過。對于橋式驅(qū)動器電路而言，檢測連接應(yīng)在電橋的頂部和底部直接實現(xiàn)。在負(fù)載和檢測線路之間不應(yīng)共享任何PCB走線或線纜連接理應(yīng)具有專用的走線并一路連接回到電源，因為允許橋式電流流過接地層將產(chǎn)生不必要的壓降。誤差預(yù)算該電路的直流誤差預(yù)算如表1所示，主要由放大器的失調(diào)電壓和失調(diào)電壓漂移所決定。它假定工作條件處于差情況范圍內(nèi)。總誤差滿足1mV要求，并大幅優(yōu)于該要求。誤差失調(diào)電壓失調(diào)電壓源移功耗等式1增益誤差電源抑制總誤差844μV表1.誤差預(yù)算情況下的誤差計算采用電源電壓、輸出電壓以及阻性負(fù)載，如等式1色(10V)和藍(lán)色(15V)曲線分別代表175mW功耗和385出消耗額外功耗(因為負(fù)載為350Q和120Q典型橋式電阻)的結(jié)果。紅色和藍(lán)色曲線的有效PSR分別為110dB和103dB。圖5.誤差電壓與電源電壓的關(guān)系線形狀不發(fā)生改變，但因為芯片升溫55°C而向左平移。內(nèi)部功耗已知(385mW),所以可計算系統(tǒng)的實際熱阻(θJA),即143°C/W。重要的是需考慮工作的環(huán)境溫度范圍。芯片溫度不應(yīng)超過125°C;這意味著對于差情況負(fù)載而言，環(huán)境溫度為70°C。圖6.誤差電壓與環(huán)境溫度的關(guān)系瞬態(tài)測量結(jié)果電路的階躍響應(yīng)是評估環(huán)路穩(wěn)定性的簡便方法。圖7顯示高電阻電橋在容性負(fù)載范圍內(nèi)的階躍響應(yīng)測量值；圖8顯示低電阻電橋在同樣條件下的測量值。因為反饋網(wǎng)絡(luò)的極點-零