基于電壓補償分量注入的三電平脈沖整流器控制點電位無偏移

基于電壓補償分量注入的三電平脈沖整流器控制點電位無偏移

0負(fù)載不平衡問題的svpwm方法及應(yīng)用脈沖清洗機是傳輸傳動系統(tǒng)的重要組成部分。目前，我國高速動車組和大型通信設(shè)備的脈沖變流器采用脈寬調(diào)節(jié)（6m）技術(shù)，因此也被稱為vm整流器。該結(jié)構(gòu)分為兩個電池和三個電池。相比兩電平結(jié)構(gòu),三電平拓?fù)渚哂邪雽?dǎo)體開關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力較低、等效開關(guān)頻率高、容量大、諧波失真更低和電能質(zhì)量更佳等優(yōu)點。目前,單相三電平二極管箝位型(NPC)結(jié)構(gòu)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于高速鐵路電力牽引交流傳動系統(tǒng)中。但是電路元件特性的不平衡、非理想的開關(guān)器件特性等多方面的原因都會引起三電平整流器中性點電壓不平衡的問題。在交-直-交傳動系統(tǒng)中,三電平逆變器中點電位未能控制達(dá)到平衡,可等效為整流器的負(fù)載不平衡,同樣會引起整流器中點電位不平衡現(xiàn)象的產(chǎn)生。針對單相三電平整流器中點電位不平衡的問題,文獻(xiàn)提出了一種依靠調(diào)節(jié)死區(qū)時間的方式來控制中點電位,但是實時地改變死區(qū)時間存在損壞半導(dǎo)體開關(guān)器件的風(fēng)險。文獻(xiàn)[7-10]在建立整流器的d-q坐標(biāo)系模型和d-q坐標(biāo)解耦控制的基礎(chǔ)上,在三電平SVPWM算法中通過調(diào)節(jié)冗余矢量作用時間來達(dá)到三電平整流器兩電容電荷平衡的目的。文獻(xiàn)[11-14]中指出,通過在調(diào)制信號中注入零序電壓分量的方法,可以有效地平衡三相三電平逆變器的直流側(cè)中點電位。文獻(xiàn)[15-16]將該零序電壓分量注入方法推廣到了三相三電平整流器中。文獻(xiàn)將三相三電平變流器中零序電壓分量注入的中點電位控制方法擴展到了單相三電平整流器,通過合理地設(shè)計零序電壓分量,該中點電位平衡方法不會引起附加的開關(guān)損耗。但是鮮有文獻(xiàn)研究在負(fù)載不平衡的惡劣條件下,零序電壓分量的設(shè)計與選取范圍的計算方法。文獻(xiàn)針對單相三電平整流器負(fù)載不平衡情況下,采用SVPWM策略,利用一個非線性控制和組合冗余開關(guān)函數(shù)的方法,確保兩電容電壓相等,但是沒有研究負(fù)載極端不平衡情況下,能否控制中點電位達(dá)到平衡。本文以單相三電平脈沖整流器為研究對象,首先詳細(xì)分析了傳統(tǒng)載波脈寬調(diào)制CBPWM(CarrierBasedPulseWidthModulation)的基本原理,然后基于注入電壓補償分量VOI(VoltageOffsetInjection)的CBPWM-VOI調(diào)制算法,提出了一種針對負(fù)載不平衡情況下中點電位平衡控制方法;并給出了極端情況下,無法控制中點電位達(dá)到平衡的負(fù)載不平衡度條件。最后通過計算機仿真和小功率樣機實驗對該方法的有效性和可行性進(jìn)行了對比驗證研究。1理想開關(guān)狀態(tài)的u單相三電平脈沖整流器主電路如圖1所示,圖中兩負(fù)載中點m與兩電容中點o相連。uN和iN分別為交流側(cè)輸入電壓和電流,LN和RN分別為變壓器繞組等效漏感和電阻,VTa1、VTa2、VTa3、VTa4為a橋臂開關(guān)器件,VTb1、VTb2、VTb3、VTb4為b橋臂開關(guān)器件,uab為整流橋的輸入電壓,u1和u2分別為電容C1和C2的電壓,i1和i2分別為電容C1和C2流入o端的電流,ip、in和io分別為流入p端、n端和o端的電流,R1和R2為等效負(fù)載,im為直流側(cè)負(fù)載中點流向電容中點的電流。為了便于分析,定義理想開關(guān)函數(shù)Si(i=a,b)為:根據(jù)式(1),可得出該整流器的9種工作模式對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)及電壓值如表1所示。根據(jù)式(1)和表1,uao和ubo可以表示為:用式(2)中第一式減第二式,可以得出整流橋的輸入電壓uab為:假設(shè)開關(guān)器件為理想模型,在換向過程中沒有功率和能量損耗。因此交流側(cè)與直流側(cè)瞬時功率應(yīng)該相等,可得:將式(3)代入式(4)可求解得:對圖1所示主電路中的m、p、n、o結(jié)點采用基爾霍夫電流定律(KCL),可得:聯(lián)立式(6)、式(5)可以解得:假設(shè)直流側(cè)兩電容大小相等(C=C1=C2),根據(jù)式(6)還可得:令uΔ=u1-u2為兩電容的電壓差,將uΔ和式(6)中的im代入式(8)可得:2cbpwm-voi算法采用傳統(tǒng)的三電平脈沖整流器CBPWM算法時,將a相和b相的調(diào)制信號歸一化為ua和ub,并且滿足:其中,u*ab為整流器輸入電壓調(diào)制信號。將ua和ub分別與正側(cè)和負(fù)側(cè)三角載波相比較來生成PWM信號。其調(diào)制原理為:其中,i=a,b;uc+和uc-分別為正側(cè)載波和負(fù)側(cè)載波信號。由于對稱性,傳統(tǒng)CBPWM算法在開關(guān)周期Ts內(nèi),當(dāng)ua≥0時,出現(xiàn)的冗余狀態(tài)為(10)和(0-1),且作用時間相等;當(dāng)ua<0時,出現(xiàn)的冗余狀態(tài)為(01)和(-10),作用時間也相等。由式(7)可知,此調(diào)制算法不能改變中點電流io的大小。根據(jù)式(9),因為負(fù)載的不平衡,無論中點電位是否平衡,傳統(tǒng)CBPWM算法都無法調(diào)節(jié)冗余狀態(tài)的作用時間來使其維持平衡。為了通過調(diào)節(jié)冗余狀態(tài)的作用時間來有效地控制中點電位和減小開關(guān)損耗,本節(jié)引入CBPWM-VOI算法。注入電壓補償分量uz后,新合成的a相和b相調(diào)制信號ua*和ub*可以表示為:圖2、圖3分別給出了調(diào)制信號在區(qū)域范圍內(nèi)時,單相三電平脈沖整流器CBPWM-VOI算法示意圖。從圖2和圖3中可以看出當(dāng)-1≤u*ab≤0時,出現(xiàn)的冗余狀態(tài)為(01)和(-10),注入電壓補償分量后,其作用時間T(01)和T(-10)可以分別表示如式(13)、(14)所示。當(dāng)-0.5≤u*ab≤0時,有:當(dāng)-1≤u*ab<-0.5時,有:由式(13)、(14)可知,注入電壓補償分量uz后,冗余狀態(tài)的作用時間不再相等。當(dāng)開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于調(diào)制信號的頻率時,在一個開關(guān)周期Ts內(nèi),交流側(cè)輸入電流iN可以等效為一恒定值。則根據(jù)伏秒平衡原理,聯(lián)立式(7)、(13)、(14)可以得出-1≤u*ab≤0時的中點電流:當(dāng)0<u*ab≤0.5時,有:當(dāng)0.5<u*ab≤1時,有:同理聯(lián)立式(7)、(16)、(17)可以得出0<u*ab≤1時的中點電流為:3電壓補償分量的設(shè)計及展開注入的中點電流io一部分用于平衡由于負(fù)載不平衡引起的電流im即為中點電流的基本分量io1,一部分用于調(diào)節(jié)兩電容電壓差即為微調(diào)分量io2。注入的電壓補償分量也有相應(yīng)的2個分量:基本分量uz1和微調(diào)分量uz2。為了有效調(diào)節(jié)兩電容電壓差來控制中點電位,在任意時刻,必須滿足以下控制原則:對式(9)進(jìn)行微分處理并聯(lián)立式(21)可得:將式(24)代入式(23)可得:為了有效地調(diào)節(jié)兩電容上的電壓差,根據(jù)式(25)可以將uz2設(shè)計為:其中,K為比例系數(shù)。根據(jù)式(22)和式(26)可得出電壓補償分量表達(dá)式:由圖2和圖3可知,為了使調(diào)制信號在線性調(diào)制范圍內(nèi),注入電壓補償分量后新合成的調(diào)制信號必須滿足條件:。由此可知uz應(yīng)該在圖4所示的外圍大正方形內(nèi)。但是當(dāng)-0.5<u*ab<0.5時,為了滿足中點電位控制的需求,可能會出現(xiàn)ua*和ub*符號相同的情況,則CBPWM-VOI的輸出狀態(tài)就會存在狀態(tài)(11)與(00)之間的切換,此時在同一時刻三電平脈沖整流器發(fā)生了4次開關(guān)切換,即存在開關(guān)切換次數(shù)大的問題。為了避免這種情況的發(fā)生,在設(shè)計電壓補償分量時,將其取值限制在圖4中的陰影區(qū)域內(nèi)。圖4中陰影部分的邊界值為滿足CBPWM-VOI在線性調(diào)制區(qū)域內(nèi)的電壓補償分量的極限值,此邊界值定義為uzL。根據(jù)圖4,可以求得:為了將式(28)各個分段區(qū)域統(tǒng)一表達(dá),作如下定義:根據(jù)式(29)的定義,式(28)可表示為:當(dāng)兩電容電壓平衡時,u1=u2=Ud/2,uz2=0。在交流側(cè)的一個周期內(nèi)iN可等效為其有效值IN,則根據(jù)式(27),uz可等效為:若出現(xiàn)負(fù)載嚴(yán)重不平衡的極端情況,為了達(dá)到中點電位平衡的控制要求,需要注入的中點電流值很大,可能會出現(xiàn)的情況,此時uz已達(dá)到其邊界值的最大值,由于邊界值的條件約束,uzL不可能一直取其最大值,注入的uz不能達(dá)到理論值,中點電位不能達(dá)到平衡。交流側(cè)電壓有效值為UN,由系統(tǒng)交流側(cè)與直流側(cè)功率相等,可求得交流側(cè)電流有效值:定義等效負(fù)載不平衡度σ:將式(33)、(34)代入式(32),可得的條件為:根據(jù)式(35)可以知道,當(dāng)?shù)刃ж?fù)載不平衡度σ≥2Ud/UN時,系統(tǒng)已經(jīng)無法控制中點電位達(dá)到平衡。4試驗和試驗結(jié)果4.1中點電位控制程序仿真為了驗證本文所設(shè)計的CBPWM-VOI調(diào)制算法的有效性和可行性,首先進(jìn)行了單相三電平脈沖整流器及其控制系統(tǒng)的計算機仿真研究。仿真系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如下:整流器輸出功率450W;交流側(cè)電壓有效值UN=80V;交流側(cè)電感LN=5mH;直流側(cè)電容C1=C2=4.4mF;直流側(cè)電壓給定值Ud=150V;總負(fù)載電阻R1+R2=50Ω;開關(guān)頻率為fs=2.5kHz;系統(tǒng)在0.8s時切入中點電位控制程序。圖5給出了R1=20Ω、R2=30Ω時交流側(cè)輸入電壓uN和電流iN仿真波形,從圖中可以看出交流側(cè)電壓和電流很好地實現(xiàn)了同相位,即整流器單位功率因數(shù)運行。圖6給出了4種不同負(fù)載不平衡度情況下,注入電壓補償分量值的分布情況(縱軸電壓量為標(biāo)幺值)。圖7給出了2種負(fù)載不平衡度情況下,直流側(cè)兩電容電壓仿真波形圖。從圖6中可以看出,負(fù)載不平衡度σ值越大,所注入的電壓補償分量值越接近其邊界值。從圖7中可以看出,σ值越大,加入中點電位控制程序前兩電容電壓偏差越大;σ值較小時,中點電位能很快地達(dá)到平衡;當(dāng)σ值達(dá)到式(35)的條件時,圖6中電壓補償分量取其邊界值注入,并且從圖7可看出此時中點電位不能達(dá)到平衡,與理論分析一致。4.2兩電容電壓波形圖和中點電位平衡為了進(jìn)一步驗證負(fù)載不平衡情況下,本文中點電位控制方法的可行性和有效性,在小功率樣機上進(jìn)行了實驗測試。實驗時負(fù)載電阻取R1=20Ω、R2=30Ω,圖8給出了交流側(cè)輸入電壓uN和電流iN、整流橋輸入端uab的實驗波形,可見整流器實現(xiàn)了單位功率因數(shù)運行。圖9給出了直流側(cè)兩電容電壓實驗波形,驗證了該控制方法能快速地實現(xiàn)中點電位平衡。為了驗證理論推導(dǎo)中電壓補償分量注入值的正確性,圖10給出了當(dāng)其他條件與上一步實驗條件相同、而注入的電壓補償分量取值為uz=uz1/2+uz2時,直流側(cè)兩電容電壓波形圖。從圖中可以看出,當(dāng)注入的電壓補償分量沒有達(dá)到理論值時,中點電位不能達(dá)到平衡。這驗證了uz理論值計算的正確性,也從側(cè)面驗證了式(35)的推導(dǎo)。5仿真結(jié)果和實驗驗證本文以單相三電平脈沖整流器為研究對象,針對負(fù)載不平衡情況下,在深入分析CBPWM-VOI算法的基礎(chǔ)上,提出了一種能適用于負(fù)載不平衡情況下的中點電位控制方法。通過理論推導(dǎo),給出了電壓補償分量的設(shè)計方法。研究了需要注入的電壓補償分量與負(fù)載不平衡度的關(guān)系:負(fù)載不平衡度越大,需要注入的電壓補償分量值越接近其邊界值。得出了當(dāng)負(fù)載不平衡度滿足一定條件時系統(tǒng)無法控制中點電位達(dá)到平衡的結(jié)論,為負(fù)載不平衡的系統(tǒng)設(shè)計提供理論支撐。仿真和實驗驗證了該控制方法的有效性和電壓補償分量理論值計算的正確性。其中,k為積分常數(shù),由初始狀態(tài)的兩電容電壓差決定。從式(9)可看出中點電流io和im能影響兩電容的電壓差,而im由兩電容各自的電壓和負(fù)載決定,不能在控制系統(tǒng)中直接調(diào)節(jié),因此在控制系統(tǒng)中只能通過合理控制io的變化來控制中點電位的平衡。在電容C的值不變的情況下,可以調(diào)節(jié)io的開關(guān)狀態(tài)(SaSb)只有(10)、(01)、(0-1)、(-10)這4種模式,其中(10)和(0-1)以及(0