OFDM系統(tǒng)原理及仿真實(shí)現(xiàn)版

畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）OFDM系統(tǒng)原理及仿真實(shí)現(xiàn)圖36中給出在128個(gè)子載波的情況下，不同滾降系數(shù)升余弦窗函數(shù)時(shí)OFDM符號(hào)的功率譜密度?？梢钥吹剑瑵L降系數(shù)為0.025的升余弦函數(shù)可以大大的降低帶外輻射功率，而時(shí)域內(nèi)由于滾降系數(shù)所造成的信號(hào)疊加只占符號(hào)周期的2.5%。從圖中還可以得到，值越大，帶外輻射功率下降的也就越快，但同時(shí)也會(huì)降低OFDM符號(hào)對(duì)時(shí)延擴(kuò)展的容忍程度。例如，即使時(shí)延信號(hào)的時(shí)延長(zhǎng)度沒(méi)有超過(guò)保護(hù)間隔長(zhǎng)度，但由于滾降系數(shù)的存在，使得非恒定信號(hào)幅度部分有可能落入到FFT的時(shí)間長(zhǎng)度之內(nèi)，而由式(3-3)又可以得知，只有各個(gè)子載波的幅度以及相位在FFT周期內(nèi)保持恒定，才會(huì)保證子載波之間的正交性，所以滾降系數(shù)的存在可能帶來(lái)ICI和ISI，使得保護(hù)間隔的有效長(zhǎng)度由原來(lái)的減小到現(xiàn)在的。圖36滾降系數(shù)分別為0（矩形函數(shù)）、0.025、0.05、0.1和0.5的升余弦加窗函數(shù)對(duì)OFDM系統(tǒng)功率譜密度的影響3.3在不同信道環(huán)境和系統(tǒng)不同實(shí)現(xiàn)方式下的仿真在本次畢設(shè)試驗(yàn)中，我依據(jù)OFDM系統(tǒng)的收發(fā)框圖（圖2－3），設(shè)計(jì)了在不同信道環(huán)境下，即信道中僅有高斯白噪聲干擾與信道中同時(shí)存在高斯白噪聲和多徑干擾情況下OFDM系統(tǒng)的誤碼特性。同時(shí)設(shè)計(jì)了系統(tǒng)在不同實(shí)現(xiàn)方式下，即系統(tǒng)有保護(hù)間隔與系統(tǒng)無(wú)保護(hù)間隔時(shí)的誤碼特性，并進(jìn)一步分析了保護(hù)間隔與循環(huán)編碼對(duì)系統(tǒng)誤碼特性的性能的影響。下面結(jié)合程序的關(guān)鍵部分加以注釋并說(shuō)明系統(tǒng)如何實(shí)現(xiàn)：3.3.1調(diào)制和解調(diào)一以下是以本次仿真所使用的調(diào)制方式QPSK這種調(diào)制方式來(lái)分析調(diào)制的原理。functionmod_out=modulation(mod_in,mod_mode)%%Functiondiscription:%%根據(jù)輸入的調(diào)制方式，對(duì)輸入序列MOD_IN進(jìn)行調(diào)制，分別采用BPSK,QPSK,16QAM,64QAM，%%完成對(duì)星座圖的映射，輸出為Y.轉(zhuǎn)化的方法為：先寫(xiě)出十進(jìn)制情況下從0到N-1%%（N為星座圖的點(diǎn)數(shù)）所對(duì)應(yīng)的星座坐標(biāo)；再將輸入的二進(jìn)制序列轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的%%十進(jìn)制，以查表的方法查出對(duì)應(yīng)點(diǎn)的復(fù)數(shù)坐標(biāo)，即為調(diào)制映射后的結(jié)果。%%Input:%%mod_in:輸入的二進(jìn)制序列(Thesequencetobemodulated)%%Output:%%mod_out:星座圖映射后得到的調(diào)制復(fù)數(shù)結(jié)果(Theoutputaftermodulation)%%GlobalVariable:%%g_RT(thevectorwhichcontainsthemodulationmode)%%Z:選擇調(diào)制方式的參數(shù)(theparametertochoosethemodulationmode)%%R:輸入二進(jìn)制序列重新排列（按一定要求）后的結(jié)果,例如：對(duì)16QAM，要把輸入序列調(diào)整為4行，length(g_MOD_IN_16QAM)/4列的矩陣。%%B2D:二進(jìn)制向十進(jìn)制轉(zhuǎn)化后的結(jié)果(convertthebinarysequencetodec)%%Temp:星座圖陣列(theconstellation)%%********************************************************%system_parametersswitch(mod_mode)case4%本論文采用的就是QPSK的調(diào)制方式mod_out=zeros(1,length(mod_in)/2);R=reshape(mod_in,2,length(mod_in)/2);%將輸入序列轉(zhuǎn)化為(2,length(x)/2)的矩陣B2D=bi2de(R','left-msb')+1;%將二進(jìn)制轉(zhuǎn)為十進(jìn)制,注意加1，因?yàn)閙atlab沒(méi)有a(0)項(xiàng)，而是從a(1)開(kāi)始Temp=[-1-j-1+j1-j1+j];fori=1:length(mod_in)/2mod_out(i)=Temp(B2D(i))/sqrt(2);%歸一化endotherwisedisp('Error!Pleaseinputagain');end二解調(diào)方法是調(diào)制方法的逆向運(yùn)算，因本論文的仿真是以QPSK為調(diào)制和解調(diào)方法為基礎(chǔ)的，此處就以case4（QPSK）為主介紹解調(diào)的實(shí)現(xiàn)。case4%QPSK調(diào)制d=zeros(4,length(demod_in));%'d'是信道值和星座點(diǎn)的距離m=zeros(1,length(demod_in));temp=[-1-j-1+j1-j1+j]/sqrt(2);fori=1:length(demod_in)forn=1:4d(n,i)=(abs(demod_in(i)*sqrt(2)-temp(n))).^2;%由信道值，求出該值與星座圖中所有點(diǎn)的距離end%計(jì)算信道值和星座點(diǎn)的距離[min_distance,constellation_point]=min(d(:,i));%排序m(i)=constellation_point;endA=de2bi([0:3],'left-msb');%寫(xiě)出0到N-1(N為星座圖點(diǎn)數(shù))fori=1:length(demod_in)DEMOD_OUT(i,:)=A(m(i),:);%最小值對(duì)應(yīng)的星座點(diǎn)序號(hào)的二進(jìn)制表示即為解調(diào)結(jié)果enddemod_out=reshape(DEMOD_OUT',1,length(demod_in)*2);3.3.2不同信道環(huán)境下的系統(tǒng)仿真實(shí)現(xiàn)在本程序中，我仿真了具有64個(gè)子載波，保護(hù)間隔為16點(diǎn)，每幀包含5個(gè)符號(hào)的OFDM系統(tǒng)，部分主要程序如下系統(tǒng)發(fā)送部分：Source_Bits=randint(1,2*NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame);％產(chǎn)生信息序列Modulated_Sequence=modulation(Source_Bits,modulation_mode);％進(jìn)行QPSK調(diào)制R_Modulated_Sequence=reshape(Modulated_Sequence,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);％重置矩陣IFFT_Out_Data(:,:)=sqrt(NumOfSubcarrier)*ifft(R_Modulated_Sequence);％進(jìn)行IFFT變換GI_Added_Frame(1:LengthOfGI,:)=IFFT_Out_Data((NumOfSubcarrier-LengthOfGI+1):NumOfSubcarrier,:);GI_Added_Frame((LengthOfGI+1):(NumOfSubcarrier+LengthOfGI),:)=IFFT_Out_Data(1:NumOfSubcarrier,:);％加保護(hù)間隔和循環(huán)編碼Serial_Signal=reshape(GI_Added_Frame,1,NumOfSymbolPerFrame*(NumOfSubcarrier+LengthOfGI));％并串變換系統(tǒng)接收部分：forjj=1:NumOfSymbolPerFrameforii=1:NumOfSubcarrierGI_Removed_Rx_Signal(ii+(jj-1)*NumOfSubcarrier)=Noised_Transmited_Signal(LengthOfGI*jj+ii+(jj-1)*NumOfSubcarrier);endend%去除保護(hù)間隔Parallel_Rx_Signal=reshape(GI_Removed_Rx_Signal,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);％串并變換Freq_Rx_Signal=fft(Parallel_Rx_Signal)/sqrt(NumOfSubcarrier);Demod_In_Data(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame)=Freq_Rx_Signal(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame);FFT_Out=conj(Demod_In_Data(:,1:NumOfSymbolPerFrame)');Serial_Output=reshape(Demod_In_Data,1,NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame);%進(jìn)行FFT變換Demod_Sequence=demodulation(Serial_Output,modulation_mode);％解QPSK調(diào)制forjj=1:(length(Source_Bits))ifDemod_Sequence(jj)~=Source_Bits(jj)NumOfErrorBit=NumOfErrorBit+1;endendendBER(counter)=NumOfErrorBit/(NumOfFrames*NumOfSubcarrier*2*NumOfSymbolPerFrame);％計(jì)算系統(tǒng)的誤碼率以上程序是OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)，并沒(méi)有包括信道干擾，下面考慮兩種信道干擾，僅有高斯白噪聲干擾和同時(shí)存在高斯白噪聲干擾與多徑干擾的信道僅有高斯白噪聲干擾的信道fori=1:NumOfSymbolPerFrame*(NumOfSubcarrier+LengthOfGI)[n_In_Q]=gngauss(sgma);noise(i)=n_I+j*n_Q;end％產(chǎn)生高斯干擾，n_I和n_Q分別服從N(0,1)分布，noise為復(fù)數(shù)Noised_Transmited_Signal=Serial_Signal+noise;％把高斯干擾疊加到信號(hào)上同時(shí)存在高斯干擾和多徑干擾的信道fori=1:NumOfSymbolPerFrame*(NumOfSubcarrier+LengthOfGI)[n_In_Q]=gngauss(sgma);noise(i)=n_I+j*n_Q;end％產(chǎn)生高斯干擾，n_I和n_Q分別服從N(0,1)分布，noise為復(fù)數(shù)Ray_delay=4;%Rayleigh衰落的時(shí)延Ray_amp=0.3;％Rayleigh衰落的增益Serial_Signal_2path=[zeros(1,Ray_delay),Ray_amp*Serial_Signal(1:length(Serial_Signal)-Ray_delay)];％產(chǎn)生第二徑衰落信號(hào)Noised_Transmited_Signal=Serial_Signal+Serial_Signal_2path＋noise;％把高斯干擾疊加到兩路信號(hào)上3.3.3系統(tǒng)不同實(shí)現(xiàn)方式的仿真實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)為了克服多徑干擾帶來(lái)的影響，需要加入保護(hù)間隔和循環(huán)編碼，為了分析保護(hù)間隔和循環(huán)編碼對(duì)系統(tǒng)誤碼性能的影響，我在系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)時(shí)特別設(shè)計(jì)了兩種不同的方式，即帶有保護(hù)間隔和循環(huán)編碼的實(shí)現(xiàn)方式與無(wú)保護(hù)間隔的實(shí)現(xiàn)方式，其中在3.3.2中系統(tǒng)的發(fā)送與接收部分中已經(jīng)寫(xiě)明帶有保護(hù)間隔與循環(huán)編碼的實(shí)現(xiàn)方式，下面來(lái)看一下無(wú)保護(hù)間隔的實(shí)現(xiàn)方式：系統(tǒng)發(fā)送部分Source_Bits=randint(1,2*NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame);％產(chǎn)生信息序列Modulated_Sequence=modulation(Source_Bits,modulation_mode);％進(jìn)行QPSK調(diào)制R_Modulated_Sequence=reshape(Modulated_Sequence,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);％重置矩陣IFFT_Out_Data(:,:)=sqrt(NumOfSubcarrier)*ifft(R_Modulated_Sequence);％進(jìn)行IFFT變換Serial_Signal=reshape(IFFT_Out_Data,1,NumOfSymbolPerFrame*NumOfSubcarrier);％并串變換系統(tǒng)接受部分：Parallel_Rx_Signal=reshape(Noised_Transmited_Signal,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);％串并變換Freq_Rx_Signal=fft(Parallel_Rx_Signal)/sqrt(NumOfSubcarrier);Demod_In_Data(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame)=Freq_Rx_Signal(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame);FFT_Out=conj(Demod_In_Data(:,1:NumOfSymbolPerFrame)');Serial_Output=reshape(Demod_In_Data,1,NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame);%進(jìn)行FFT變換Demod_Sequence=demodulation(Serial_Output,modulation_mode);％解QPSK調(diào)制forjj=1:(length(Source_Bits))ifDemod_Sequence(jj)~=Source_Bits(jj)NumOfErrorBit=NumOfErrorBit+1;endendendBER(counter)=NumOfErrorBit/(NumOfFrames*NumOfSubcarrier*2*NumOfSymbolPerFrame);％計(jì)算系統(tǒng)的誤碼率第四章OFDM系統(tǒng)的仿真結(jié)果及性能分析下面，我將以上述程序?yàn)榛A(chǔ)，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真，畫(huà)出誤碼率隨信噪比變化的圖并分析其結(jié)果。4.1不同信道環(huán)境下的誤碼特性在加性高斯白噪聲干擾下的誤碼特性以上章中提出的仿真程序進(jìn)行仿真，系統(tǒng)及仿真參數(shù)如下NumOfSubcarrier=64;％子載波數(shù)LengthOfGI=16;％保護(hù)間隔大小modulation_mode=4;％調(diào)制方式為QPSKNumOfSymbolPerFrame=5;％每幀符號(hào)數(shù)為5NumOfFrames=200;％仿真幀數(shù)為200SNR_in_dB=[0:12];％信噪比從0db到12db圖4－1如圖4－1所示，用＋號(hào)表示的藍(lán)線代表理論分析的誤碼率，其曲線是由Qfunct函數(shù)產(chǎn)生的，由通信原理課程上所學(xué)知識(shí)可知，經(jīng)過(guò)QPSK調(diào)制的系統(tǒng)在有加性高斯白噪聲干擾下的理論誤碼率公式為。圖中用*號(hào)表示的紅線代表實(shí)際仿真出來(lái)的誤碼率，由于仿真的點(diǎn)數(shù)只有數(shù)量級(jí)，所以誤碼率只能仿真到數(shù)量級(jí)。由圖中看出，兩條曲線基本吻合，說(shuō)明經(jīng)過(guò)QPSK調(diào)制的OFDM系統(tǒng)在誤碼性能上與原始的QPSK調(diào)制的系統(tǒng)的誤碼性能是一致的，即IFFT與FFT變換不改變系統(tǒng)的誤碼性能。圖4－2在多徑干擾下的誤碼特性比較（有OFDM與無(wú)OFDM）如圖4－2所示下方的線表示系統(tǒng)經(jīng)過(guò)OFDM調(diào)制后在多徑干擾下的誤碼性能，上方的線表示系統(tǒng)不經(jīng)過(guò)OFDM調(diào)制情況下在多徑干擾下的誤碼性能，由圖中可以看出，OFDM調(diào)制可以降低多徑干擾帶來(lái)的影響，使誤碼性能得到改善在加性高斯白噪聲干擾和多徑干擾下的誤碼特性以上章中提出的仿真程序進(jìn)行仿真，系統(tǒng)及仿真參數(shù)如下NumOfSubcarrier=64;％子載波數(shù)LengthOfGI=16;％保護(hù)間隔大小modulation_mode=4;％調(diào)制方式為QPSKNumOfSymbolPerFrame=5;％每幀符號(hào)數(shù)為5NumOfFrames=200;％仿真幀數(shù)為200SNR_in_dB=[0:12];％信噪比從0db到12dbRay_delay=4;%多徑時(shí)延為4點(diǎn)Ray_amp=0.3;％多徑衰落幅度為0.3圖4－3如圖4－3所示，以＋號(hào)表示的藍(lán)線（上方）表示在有多徑衰落情況下的系統(tǒng)誤碼性能，以*號(hào)表示的紅線（下方）表示僅有加性高斯白噪聲干擾下的系統(tǒng)誤碼性能。從圖中可以看出，在多徑干擾下的系統(tǒng)誤碼特性比加性高斯白噪聲干擾下的誤碼性能要差許多，這主要是因?yàn)槎鄰綍r(shí)延引起的碼間干擾影響了系統(tǒng)的誤碼特性。多徑衰落中不同時(shí)延對(duì)系統(tǒng)誤碼性能的影響下面比較隨著多徑衰落中時(shí)延的增大，系統(tǒng)誤碼性能的改變，在此次仿真中，逐漸使時(shí)延從4點(diǎn)開(kāi)始增大，依次為10點(diǎn)，20點(diǎn)，在前兩種情況下時(shí)延未超出保護(hù)間隔，而第三種情況下，時(shí)延已超出保護(hù)間隔，仿真結(jié)果如下：圖4－4如圖4－4所示，最下方的線表示多徑時(shí)延為4點(diǎn)的情況，中間的線表示多徑時(shí)延為10點(diǎn)的情況，最上面的線表示多徑時(shí)延為20點(diǎn)的情況。從圖中可以看出，當(dāng)信噪比比較小的時(shí)候，這三者的誤碼特性幾乎相同，只有到10db以后，三者的誤碼率才有所區(qū)別，但區(qū)別程度不大。還可從圖中近一步看出，在多徑時(shí)延未超出保護(hù)間隔的時(shí)候，系統(tǒng)誤碼性能比較接近，雖然誤碼率會(huì)隨著多徑時(shí)延的增大而增大，但增加的幅度很小，而當(dāng)多徑時(shí)延大于保護(hù)間隔時(shí)，系統(tǒng)的誤碼率要比前兩種情況大，而且增加的幅度更大。多徑衰落中不同幅度對(duì)系統(tǒng)誤碼性能的影響下面比較隨著多徑衰落中幅度的增大，系統(tǒng)誤碼性能的改變，在此次仿真中，逐漸使幅度從0.3開(kāi)始增大，依次為0.4，0.5，仿真結(jié)果如圖4－5，最下方的線表示多徑衰落中幅度為0.3，中間的線表示多徑衰落幅度為0.4，最上方的線表示多徑衰落為0.5。從圖中可以看出，隨著多徑衰落幅度的增加，系統(tǒng)的誤碼率逐漸變大，而且增加的幅度比較快。對(duì)比多徑衰落中時(shí)延對(duì)誤碼率的影響，可以看出，系統(tǒng)對(duì)衰落幅度的敏感程度要遠(yuǎn)大于系統(tǒng)對(duì)時(shí)延大小的敏感程度。因此在以后對(duì)OFDM系統(tǒng)分析時(shí)，要更加注意考慮多徑衰落的幅度的因素。圖4－54.2不同系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方式下的誤碼特性下面比較在系統(tǒng)有保護(hù)間隔和無(wú)保護(hù)間隔時(shí)，系統(tǒng)的誤碼特性。圖4－6如圖4－6所示，下方的線表示在系統(tǒng)有保護(hù)間隔和循環(huán)編碼下的系統(tǒng)誤碼率，上方的曲線表示在系統(tǒng)無(wú)保護(hù)間隔下的誤碼率，可以從中看出，當(dāng)系統(tǒng)采用保護(hù)間隔措施時(shí)，可以在一定程度上克服多徑衰落帶來(lái)的信道間干擾，使誤碼率下降，但付出的代價(jià)是使系統(tǒng)的容量變小，但與其帶來(lái)的誤碼特性的改善相比，是值得的第五章總結(jié)目前世界范圍內(nèi)存在有多種數(shù)字無(wú)線通信系統(tǒng)，但是其中主要包括GSM系統(tǒng)、IS-136TDMA系統(tǒng)以及IS-95CDMA系統(tǒng)。其中GSM系統(tǒng)占據(jù)全球移動(dòng)通信市場(chǎng)份額的58%，可以提供2.4k－9.6kb/s以及14.4kb/s的電路交換語(yǔ)音業(yè)務(wù)，還可以通過(guò)GPRS和EDGE分別提供144kb/s和384kb/s的分組交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。IS-136系統(tǒng)占有全球市場(chǎng)9%的份額，它可以提供9.6IS-136的電路交換語(yǔ)音和傳真業(yè)務(wù)，其最高數(shù)據(jù)傳輸速率可達(dá)40k－60kb/s。IS-95系統(tǒng)占有的市場(chǎng)份額是14%，它能夠提供可變速率接入，其峰值速率分別可以達(dá)到9.6kb/s和14.4kb/s，還可以通過(guò)使用蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)CDPD（CellularDigitalPacketData）網(wǎng)絡(luò)來(lái)提供19.2kb/s數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。顯然，基于支持話音業(yè)務(wù)的電路交換模式的第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)不能滿足多媒體業(yè)務(wù)的需要。但是對(duì)于高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)來(lái)說(shuō)，單載波TDMA（TimeDivisionMultipleAccess）系統(tǒng)和窄帶CDMA系統(tǒng)中都存在很大的缺陷。由于無(wú)線信道存在時(shí)延擴(kuò)展，而且高速信息流的符號(hào)寬度又相對(duì)較窄，所以符號(hào)之間會(huì)存在較嚴(yán)重的符號(hào)間干擾（ISI：Inter-SymbolInterference），因此對(duì)單載波TDMA系統(tǒng)中使用的均衡器提出非常高的要求，即抽頭數(shù)量要足夠大，訓(xùn)練符號(hào)要足夠多，訓(xùn)練時(shí)間要足夠長(zhǎng)，而均衡算法的復(fù)雜度也會(huì)大大增加。對(duì)于窄帶CDMA來(lái)說(shuō)，其主要問(wèn)題在于擴(kuò)頻增益與高速數(shù)據(jù)流之間的矛盾。保證相同帶寬的前提下，高速數(shù)據(jù)流所使用的擴(kuò)頻增益就不能太高，這樣就大大限制了CDMA系統(tǒng)噪聲平均的優(yōu)點(diǎn)，從而使得系統(tǒng)的軟容量受到一定的影響，如果保持原來(lái)的擴(kuò)頻增益，則必須要相應(yīng)的提高帶寬。此外，CDMA系統(tǒng)內(nèi)的一個(gè)非常重要的特點(diǎn)是采用閉環(huán)的功率控制，這在電路交換系統(tǒng)中比較容易實(shí)現(xiàn)，但對(duì)于分組業(yè)務(wù)來(lái)說(shuō)，對(duì)信道進(jìn)行探測(cè)，然后再返回功率控制命令會(huì)導(dǎo)致較大的時(shí)延，因此對(duì)于高速的無(wú)線分組業(yè)務(wù)來(lái)說(shuō)，這種閉環(huán)的功率控制問(wèn)題也存在缺陷。因此，今后希望通過(guò)OFDM這種方法來(lái)解決高速信息流在無(wú)線信道中的傳輸問(wèn)題，從而可以滿足帶寬要求更高的多種多媒體業(yè)務(wù)和更快的網(wǎng)絡(luò)瀏覽速度。然而它的缺點(diǎn)也是很明顯的=1\*GB3①易受頻率偏差的影響。=2\*GB3②存在較高的峰值平均功率比。這兩個(gè)缺點(diǎn)是在OFDM發(fā)展中急需解決的問(wèn)題。OFDM由于其頻譜利用率高、成本低等原因越來(lái)越受到人們的關(guān)注。隨著人們對(duì)通信數(shù)據(jù)化、寬帶化、個(gè)人化和移動(dòng)化的需求，OFDM技術(shù)在綜合無(wú)線接入領(lǐng)域?qū)⒃絹?lái)越得到廣泛的應(yīng)用。隨著DSP芯片技術(shù)的發(fā)展，傅立葉變換／反變換、采用64／128／256QAM的高速M(fèi)odem技術(shù)、格狀編碼技術(shù)、軟判決技術(shù)、信道自適應(yīng)技術(shù)、插入保護(hù)時(shí)段、減少均衡計(jì)算量等成熟技術(shù)的逐步引入，人們開(kāi)始集中越來(lái)越多的精力開(kāi)發(fā)OFDM技術(shù)在移動(dòng)通信領(lǐng)域的應(yīng)用，預(yù)計(jì)第三代以后的移動(dòng)通信的主流技術(shù)將是OFDM技術(shù)。參考文獻(xiàn)郭梯云，鄔國(guó)揚(yáng)，李建東：《移動(dòng)通信》，西安電子科技大學(xué)出版社，2000。王立寧，樂(lè)光新，詹菲：《MATLAB與通信仿真》，人民郵電出版社，2000。程佩清：《數(shù)字信號(hào)處理教程》，清華