第9章 振幅調(diào)制及解調(diào)

第9章

振幅調(diào)制及解調(diào)

9.1概述9.2調(diào)幅波的性質(zhì)9.3非線性調(diào)幅方法9.4單邊帶信號的產(chǎn)生9.5高電平調(diào)幅9.6包絡檢波與同步檢波9.1概述振幅調(diào)制簡述所謂“調(diào)制”，就是在傳送信號的一方（發(fā)送端）將所要傳送的信號（它的頻率一般是比較低的）“附加”在高頻振蕩上，再由天線發(fā)射出去。這里的高頻振蕩波就是攜帶信號的“運載工具”，所以稱為載波。在接收信號的一方（接收端）經(jīng)過解調(diào)（反調(diào)制）的過程，把載波所攜帶的信號取出來，得到原有的信息。反調(diào)制過程也叫檢波。調(diào)制與解調(diào)都是頻譜變換的過程，必須用非線性元件才能完成。調(diào)制與檢波概述為什么一定要經(jīng)過調(diào)制的過程：關鍵是要傳送的信號頻率或者太低（例如語音和音樂信號），或者頻帶很寬（例如電視信號從0~6.5MHz）。這些都對直接采用電磁波的形式傳送信號十分不利。原因是：1）天線要將低頻信號有效輻射出去，尺寸就必須很大。調(diào)制與檢波概述2）為了使發(fā)射與接收效率高，在發(fā)射機與接收機方面都必須采用天線和諧振回路。語音、音樂和圖像信號的頻率變化范圍很大。3）如果直接發(fā)射音頻信號，發(fā)射機將工作于同一頻率范圍。這樣接收機將同時收到許多不同電臺的節(jié)目，無法加以選擇。調(diào)制與檢波概述為了克服以上困難，必須利用高頻振蕩，將低頻信號“附加”在高頻振蕩上，這樣就使天線的輻射效率提高，尺寸減?。煌瑫r每個電臺都工作于不同的載波頻率，接收機可以調(diào)諧選擇不同的電臺。調(diào)制方式：連續(xù)波調(diào)制與脈沖調(diào)制調(diào)制與檢波概述連續(xù)波調(diào)制：連續(xù)波調(diào)制是用信號來控制載波的振幅、頻率或者相位，因而分為調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相三種方法。脈沖調(diào)制：脈沖調(diào)制是先用信號來控制脈沖波的振幅、寬度、位置等，然后再用這個已調(diào)脈沖對載波進行調(diào)制。脈沖調(diào)制（數(shù)字調(diào)制）有脈沖振幅、脈寬、脈位、脈沖編碼調(diào)制等多種形式。調(diào)制與檢波概述實現(xiàn)調(diào)幅的方法：1）低電平調(diào)幅—調(diào)制過程是在低電平級進行的，因而需要的調(diào)制功率小。屬于這種類型的調(diào)制方法包括（1）平方律調(diào)幅利用電子器件的伏安特性曲線平方律部分的非線性作用進行調(diào)幅。（2）斬波調(diào)幅將所要傳送的音頻信號按照載波頻率來斬波，然后通過中心頻率等于載波頻率的帶通濾波器，取出調(diào)幅成分。調(diào)制與檢波概述2）高電平調(diào)幅—調(diào)制過程在高電平級進行，通常是在丙類放大器中進行調(diào)制。屬于這一類的調(diào)制方法包括（1）集電極（陽極）調(diào)幅（2）基極（控制柵極）調(diào)幅調(diào)制與檢波概述檢波簡述檢波過程是一個解調(diào)過程，它與調(diào)制過程正相反。檢波器的作用是從振幅受調(diào)制的高頻信號中還原出原調(diào)制信號。還原所得的信號，與高頻調(diào)幅信號的包絡變化規(guī)律一致，故又稱為包絡檢波器。調(diào)制與檢波概述檢波器輸入信號和輸出信號的波形關系，如下圖所示。

Wt(d)(c)t

i

it(a)調(diào)制與檢波概述

ot(b)檢波前后的頻譜關系：一個檢波器需由三個部分組成：1）高頻輸入信號電路2）非線性器件3）低通濾波器相對振幅高頻調(diào)幅波調(diào)制與檢波概述相對振幅根據(jù)所用元件不同，檢波器可以分為：二極管檢波器（包括串聯(lián)式和并聯(lián)式）、三極管檢波器根據(jù)信號大小的不同，檢波器可以分為：小信號檢波器和大信號檢波器根據(jù)信號特點的不同，檢波器可以分為：連續(xù)波檢波器和脈沖檢波器根據(jù)工作特點的不同，檢波器可以分為：包絡檢波器和同步檢波器調(diào)制與檢波概述9.1.1連續(xù)波模擬調(diào)制連續(xù)波模擬調(diào)制的載波是連續(xù)的等幅高頻正弦波，用

C表示

C=VCmcos(ωCt+φ)

將調(diào)制信號

Ω寄載在載波上的方法有三種。一種是把調(diào)制信號寄載在載波的幅度上，叫做振幅調(diào)制，簡稱調(diào)幅(AM)。已調(diào)波用

AM表示，如圖9.1所示。調(diào)制與檢波概述圖9.1載波、調(diào)制信號和已調(diào)波的波形(a)載波；(b)調(diào)制信號；(c)已調(diào)波

Ct

Wt(b)(c)t

AM(a)調(diào)制與檢波概述

9.1.2脈沖調(diào)制脈沖調(diào)制的載波是脈沖序列信號。它又分成兩種，一種是脈沖模擬調(diào)制，另一種是脈沖數(shù)字調(diào)制。脈沖模擬調(diào)制是利用脈沖序列信號對調(diào)制信號進行采樣，得到一個時間上離散的調(diào)制信號；之后用各離散時刻調(diào)制信號的采樣值去控制脈沖序列信號的參量。調(diào)制與檢波概述

由于描述一個脈沖序列信號的基本參量有脈沖幅度、脈沖寬度和相鄰脈沖的間隔，因此，脈沖模擬調(diào)制又可分成為脈沖幅度調(diào)制(PAM)、脈沖寬度調(diào)制(PWM)、脈沖相位調(diào)制(PPM)、脈沖頻率調(diào)制(PFM)。它們分別如圖9.2~9.3所示。調(diào)制與檢波概述調(diào)制與檢波概述圖9.2各種脈沖模擬調(diào)制波形uWtuCuPAM圖9.3各種脈沖模擬調(diào)制波形

PWM

PPM

PFM調(diào)制與檢波概述

脈沖數(shù)字調(diào)制簡稱PCM調(diào)制。這種調(diào)制方式的系統(tǒng)框圖如圖9.4所示。由圖可見，這種調(diào)制方式是將時間上和取值上都是連續(xù)的模擬信號經(jīng)過采樣變成時間上離散的信號；再通過量化變成取值上離散的數(shù)字信號。對這種數(shù)字信號進行編碼處理就變成脈沖數(shù)字調(diào)制信號，把這種脈沖數(shù)字序列信號簡稱為PCM信號。通過信道傳輸，在接收端通過解碼和重現(xiàn)濾波器，恢復形成原來的模擬調(diào)制信號。調(diào)制與檢波概述圖9.4脈沖數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)框圖采樣量化編碼信道解碼濾波同步定時

W(t)s(t)Ts發(fā)射接收

o(t)調(diào)制與檢波概述

脈沖調(diào)制信號的傳輸方式有兩種。一種是直接將脈沖調(diào)制信號送入信道進行傳輸，這種方式叫基帶傳輸。這種傳輸方式適用于短距離通信。另一種是載波傳輸。載波傳輸是兩次調(diào)制方式。調(diào)制與檢波概述9.2調(diào)幅波的性質(zhì)調(diào)幅就是使載波的振幅隨調(diào)制信號的變化規(guī)律而變化。圖9.2.1就是當調(diào)制信號為正弦波形時，調(diào)幅波的形成過程。調(diào)幅波式載波振幅按照調(diào)制信號的大小成線性變化的高頻振蕩，其載波頻率維持不變。無失真調(diào)幅時，已調(diào)波的包絡線波形應當與調(diào)制信號的波形完全相似。

正弦波調(diào)幅波的形成過程：調(diào)幅波的性質(zhì)(a)(b)(c)非正弦波調(diào)制波形：調(diào)幅波的性質(zhì)(a)(b)9.2.1調(diào)幅波的數(shù)學表示式與頻譜為了便于分析，首先假設調(diào)制信號是簡諧振蕩，其表示式為：如果用它對載波進行調(diào)幅，那么在理想的情況下，已調(diào)波的振幅為調(diào)幅波的性質(zhì)因此，已調(diào)波表示為：其中根據(jù)圖也可以得到調(diào)幅波的性質(zhì)ma的數(shù)值范圍可自0（未調(diào)幅）至1（百分百調(diào)幅），它的值絕對不應超過1。如果ma>1，將得到包絡嚴重失真的已調(diào)波形。調(diào)幅波的性質(zhì)t由圖可知，包絡波形有一段時間振幅為零，這時的已調(diào)波的包絡產(chǎn)生嚴重的失真。這種情形叫過量調(diào)幅。這樣的已調(diào)波經(jīng)過檢波后，不能恢復原來調(diào)制信號的波形，而且它所占據(jù)的頻帶較寬，將會對其他電臺產(chǎn)生干擾。過量調(diào)幅必須盡量避免。調(diào)幅波的性質(zhì)根據(jù)調(diào)幅波方程，展開得，此式說明：調(diào)幅波是由三個不同頻率的正弦波組成，其中第一項為未調(diào)制的載波；第二項的頻率等于載波頻率與調(diào)制頻率之和，叫上邊頻；第三項的頻率等于載波頻率與調(diào)制頻率之差，叫下邊頻。調(diào)幅波的性質(zhì)調(diào)制后的組合頻率中，后兩個頻率顯然是由于調(diào)制產(chǎn)生的新頻率。對于ma的最大值只能等于1，因此邊頻振幅的最大值不能超過載波振幅的二分之一。以上為單音頻信號對載波進行調(diào)幅的簡單形式。調(diào)幅波的性質(zhì)相對振幅載波下邊帶上邊帶當調(diào)制信號是包含多個頻率的復雜信號時，調(diào)幅波中的上邊頻和下邊頻就不再是一個，而是組成了所謂的上邊帶和下邊帶。設調(diào)制信號為：因此調(diào)幅波方程為調(diào)幅波的性質(zhì)將調(diào)幅波方程展開后：調(diào)幅波的性質(zhì)由于每個單頻譜線都對稱分布在載波的兩邊，因此有各單頻譜組成的g(

)對稱分布在載波的兩邊，可分別表示為所以，調(diào)幅過程實際上是一種頻率搬移過程。經(jīng)過調(diào)制后，調(diào)制信號的頻譜被搬移到載頻附近，成為上邊帶與下邊帶。調(diào)幅波所占的頻帶寬度等于調(diào)制信號最高頻率的2倍。調(diào)幅波的性質(zhì)例如，假設最高調(diào)制頻率為5000Hz，則調(diào)幅波的帶寬即為10000Hz。為了避免電臺之間互相干擾，對不同頻段與不同用途的電臺所占頻帶寬度都有嚴格的規(guī)定。例如，過去廣播電臺允許占用的頻帶寬度為10kHz。自1978年11月23日起，我國廣播電臺所允許占用的帶寬改為9kHz，亦即最高調(diào)制頻率限制在4500Hz以內(nèi)。調(diào)幅波的性質(zhì)為什么廣播電臺允許占用頻帶寬度為10kHz：如語音信號的頻率主要集中在300~3400Hz范圍，所以廣播電臺播送這樣的語音信號，已調(diào)波的帶寬等于6800Hz，相鄰兩個電臺載波頻率的間隔必須大于6800Hz，通常取為10kHz。調(diào)幅波的性質(zhì)圖9.2.5所示為非正弦調(diào)幅波的頻譜對于非正弦調(diào)制，調(diào)幅峰值與谷值對于載波值可能是不對稱的。調(diào)幅波的性質(zhì)對應調(diào)幅峰值與谷值的調(diào)幅度定義為：例9.2.1設調(diào)制信號

(t)為下圖所示的矩形脈沖串，脈沖寬度為

，周期為T。試求由它產(chǎn)生的調(diào)幅波頻譜。調(diào)幅波的性質(zhì)矩形脈沖調(diào)制信號波形及頻譜波形[解]首先求出矩形脈沖的頻譜。適當選取時間坐標原點，使傅立葉級數(shù)只包含余弦項，調(diào)幅波的性質(zhì)則傅立葉級數(shù)的系數(shù)為：由于矩形脈沖值在的區(qū)間內(nèi)為零，因此分子和分母同時乘，則系數(shù)表示為：調(diào)幅波的性質(zhì)因此矩形脈沖可展開成如下的無窮級數(shù)：其中，。由此可見，各諧波分量振幅是辛格函數(shù)的形式，即(sinx)/x形式。用

(t)對載波=V0cos0t進行振幅調(diào)制，所產(chǎn)生的已調(diào)波包括

0、

0、

02…等頻率分量，它們的相對振幅分別與成正比。調(diào)幅波的性質(zhì)因此已調(diào)波的頻譜如圖9.2.7所示。調(diào)幅波的性質(zhì)頻譜分量出現(xiàn)零點的條件為：因此出現(xiàn)第一個零點的條件是：由脈沖調(diào)幅波頻譜可知，從理論上來說，脈沖調(diào)幅波頻寬為無限大。調(diào)幅波的性質(zhì)實際上，由于高次邊頻分量迅速下降，一般只考慮第一次零點之前的各分量就夠了。其中每一頻率分量的間隔為1/T。如此脈沖調(diào)幅波頻寬度可以近似寫為：可見，脈寬

越小，則所占頻帶越寬。調(diào)幅波的性質(zhì)調(diào)幅波中的功率關系普通調(diào)幅波中各個頻率成分所占有的能量大小可根據(jù)帕塞瓦爾公式求得。已調(diào)波在電阻R上消耗的平均輸出總功率應當?shù)扔诟鱾€頻率成分所消耗的平均功率之和，即等于載波功率P0T和邊頻功率

之和。載波功率調(diào)幅波的性質(zhì)上下邊頻的功率：于是，一個周期內(nèi)調(diào)幅波的平均輸出總功率為：調(diào)幅波的性質(zhì)對于單周期內(nèi)調(diào)幅波，在未調(diào)幅時，在100%調(diào)幅時，由此可知，調(diào)幅波的輸出功率隨ma的增大而增加，它所增加的部分是兩個邊頻所產(chǎn)生的功率。由于信號包含在邊頻帶內(nèi)，因此在調(diào)幅制中應盡可能提高ma的值，以增強邊帶功率，提高傳輸信號的能力。調(diào)幅波的性質(zhì)在實際傳送語言或者音樂時，平均調(diào)幅度往往是很小的。假如聲音最強時，能使ma

達到100%，那么聲音最弱時，ma

就可能比10%還要小。因此，平均調(diào)幅度大約只有20~30%。這樣，發(fā)射機的實際有用信號功率很小，因而整機效率很低。這可以說是調(diào)幅制本身固有的缺點。調(diào)幅波的性質(zhì)載波本身并不包含信號，但它的功率卻占整個調(diào)幅波功率的絕大部分。例如，當；當。從信息傳遞的觀點來看，這一部分載波功率是沒有用的。為了傳遞信息，只要有一個包含信號的邊帶就夠了。這樣可以把載波功率和另一個邊帶的功率都節(jié)省下來，同時還能節(jié)省50%的頻帶功率。調(diào)幅波的性質(zhì)9.3非線性調(diào)幅方法平方律調(diào)幅工作原理：要進行調(diào)制，必須利用電子器件的非線性特性。非線性器件—半導體器件、模擬集成電路與電子管圖9.3.1表示非線性調(diào)制的方框圖。非線性器件帶通濾波器+將調(diào)制信號

與載波

相加后，同時加入非線性器件，然后通過中心頻率為

0的帶通濾波器取出輸出電壓

中的調(diào)幅波成分

(t)。把圖9.3.1表示二極管器件。非線性調(diào)幅方法帶通濾波器+二極管的輸出特性可以表示為：輸入電壓為將輸入電壓代入二極管輸出特性方程，得到非線性調(diào)幅方法其中，各項的物理意義為：非線性調(diào)幅方法其中產(chǎn)生調(diào)幅作用的項，故稱為平方律調(diào)幅。濾波后輸出電壓為：于是，平方律調(diào)幅的調(diào)幅度為：非線性調(diào)幅方法注意調(diào)幅度的求解過程[例題]計算調(diào)幅度的方法。已知一已調(diào)波的電壓表達式為計算該調(diào)制信號的調(diào)幅度。[解]根據(jù)調(diào)幅定義非線性調(diào)幅方法對比給定的已調(diào)波電壓表達式，得：因此，得：[關鍵]要記住調(diào)幅的表達式以及其展開式。非線性調(diào)幅方法平方律調(diào)幅總結(jié)：1）ma的大小由調(diào)制信號電壓振幅V

及調(diào)制器的特性曲線所決定，亦即由a1、a2所決定。2）通常a2<<a1，因此用這種方法所得到的調(diào)幅度不大。為了使電子器件工作于平方律部分，應工作于甲類非線性狀態(tài)，因此器件的工作效率不高。平方律調(diào)幅這種方法主要用于低電平調(diào)幅。非線性調(diào)幅方法平衡調(diào)幅器將兩個平方律調(diào)幅器按照圖9.3.2的對稱形式連接，就構成平衡調(diào)幅器。非線性調(diào)幅方法平衡調(diào)幅器的輸出電壓只有兩個上、下邊帶，沒有載波。也就是平衡調(diào)幅器的輸出是載波被抑制的雙邊帶信號。由于兩個二極管是相同的，可以假定它們的特性曲線可以用同一個平方律公式表示。電路中輸入電壓為：非線性調(diào)幅方法根據(jù)圖中的電壓和電流的方向，可以得到輸出電壓為：顯然，輸出中沒有載波分量，只有上下邊帶與調(diào)制信號。非線性調(diào)幅方法在平衡調(diào)幅電路中，假定所有的二極管特性都是相同的，電路完全對稱，這樣輸出中才能將載波完全抑制。事實上，電子器件的特性不可能完全相同，電路使用的變壓器也不可能對稱，因此會有載波漏到輸出中去，形成載漏。因此電路中要加平衡裝置，以抑制載漏。從平衡調(diào)幅器獲得的雙邊帶信號中，設法濾除一條邊帶即為單邊帶輸出，故它是單邊帶技術中的基本電路。非線性調(diào)幅方法斬波調(diào)幅工作原理：就是將要傳送的信號

(t)通過一個受載波頻率

0

控制的開關電路（即斬波電路），以使它的輸出波形被“斬”成周期為的脈沖，因而包含及各種諧波分量等。在通過中心頻率為

0的帶通濾波器，取出所需要的調(diào)幅波輸出

o(t)，即實現(xiàn)了調(diào)幅。非線性調(diào)幅方法圖9.4.1是斬波調(diào)幅器的方框圖。其中的開關用開關函數(shù)S1(t)來表示。S1(t)是一個振幅等于1、重復頻率為的矩形波。非線性調(diào)幅方法帶通濾波器（中心頻率

0

）斬波后的電壓

(t)為：由此可得到

(t)為一系列振幅按照

(t)規(guī)律變化的矩形脈沖波(c)。非線性調(diào)幅方法將S1(t)用傅立葉級數(shù)展開，得帶入到公式中，即得如果

(t)=V

cost，則

(t)中包含

、

0

、3

0

…等項。如圖(d)所示。非線性調(diào)幅方法將

(t)通過中心頻率為

0的帶通濾波器后，即可取出需要的(

0

)項。非線性調(diào)幅方法常用對稱開關電路如圖9.4.3所示。此處開關函數(shù)S2(t)為上下對稱的方波，它的峰-峰值等于2，如圖(c)所示。非線性調(diào)幅方法帶通濾波器（中心頻率

0

）該對稱斬波調(diào)幅電路對

(t)=V

cost進行斬波后，即獲得(d)中斬波輸出電壓

(t)的波形，最后通過帶通濾波器，取出

0

的雙邊帶

o(t)。非線性調(diào)幅方法對稱開關電路的工作原理：開關函數(shù)S2(t)為：其傅立葉展開為：帶入到公式中，非線性調(diào)幅方法在帶入

(t)=V

cost，整理得，非線性調(diào)幅方法可見，平衡斬波調(diào)幅中沒有低頻分量，而且高頻分量的振幅提高了一倍。經(jīng)過中心頻率為

0的帶通濾波器后，同樣可得到

0

的雙邊帶輸出

o(t)。非線性調(diào)幅方法實現(xiàn)斬波調(diào)幅的兩種電路：二極管電橋電路的開關作用，如圖9.4.4所示。非線性調(diào)幅方法二極管電橋電路原理：電路中V1m應取得足夠大，以使二極管的通斷完全由

1(t)控制。當

a>

b時，四個二極管導通，使輸出電壓

(t)=0；當

a<

b時，四個二極管截止，使輸出電壓

(t)=

(t)。因此

(t)的波形如圖9.4.2(c)所示，因此實現(xiàn)了調(diào)幅。非線性調(diào)幅方法二極管環(huán)形調(diào)幅電路：這四個二極管的導通與截止完全由載波電壓

1(t)決定。非線性調(diào)幅方法當a端為正，b端為負時，二極管D1與D3導通，二極管D2與D4截止。電路等效為：非線性調(diào)幅方法當a端為負，b端為正時，二極管D1與D3截止，二極管D2與D4導通。電路等效為：非線性調(diào)幅方法這里的二極管D1、D2、D3和D4導即起到平衡斬波電路中雙刀雙擲開關作用，因此輸出電壓

(t)波形如下：如此便實現(xiàn)了調(diào)幅。非線性調(diào)幅方法為了保證以上兩種電路中的導通與截止都由載波電壓

1(t)決定，就要求它的振幅V1m足夠大。通常要求V1m比調(diào)制信號峰值電壓V

大10倍以上。非線性調(diào)幅方法模擬乘法器調(diào)幅：乘法器是完成兩個信號相乘的器件，其符號如圖所示。理想的乘法器輸出電壓

(t)與輸入電壓

1(t)，

2(t)的關系為

(t)=KM·

1(t)·

2(t)

其中KM是乘法器的增益。非線性調(diào)幅方法模擬乘法器調(diào)幅：模擬乘法器是利用非線性器件完成兩個模擬信號的相乘運算。數(shù)字乘法器是利用數(shù)字邏輯器件完成兩個數(shù)字信號的相乘運算。集成模擬乘法器是一種模擬集成電路，它是以差分放大器為基礎構成的信號相乘電路。模擬乘法器主要指標有工作頻率、運算精度、載波抑制比、輸入信號動態(tài)范圍等。非線性調(diào)幅方法集成電路應用于調(diào)制電路，通常是采用模擬乘法器的形式。對于一個簡單的模擬乘法器，如下圖所示。當輸入電壓

1與

2很小的時候，它的輸出電壓為：由于第二項中有

1·

2項，因此稱為模擬乘法器。該電路存在缺點：溫度漂移不能被抵消；信號

2是單端輸入，使用上不方便。非線性調(diào)幅方法差分對模擬乘法器原理電路：構成模擬集成電路的基本電路是差分放大器。差分放大器的主要特點是“差模放大、共模抑制”。非線性調(diào)幅方法RCRCiC1iC2T1T2

BE1

BE2

1IoT3Re+

2一般情況下，干擾和噪聲都是以共模方式輸入的，而信號可以人為控制以差模方式輸入。所以差分放大器輸出端的信號噪聲比優(yōu)于其他放大器。最基本的差分放大器都是由兩支性能完全相同的晶體管用恒流源偏置方式構成的。非線性調(diào)幅方法為了克服該電路存在缺點，即溫度漂移不能被抵消；信號

2是單端輸入，使用上不方便等缺點，實用上廣泛采用雙差分對模擬乘法器。非線性調(diào)幅方法RCiC1T1T2＋－

1＋－

oRC＋VCCiC2iC3iC4＋－

2T5T6iC5iC6T3T4RT7T8R1R2只有當輸入電壓

1與

2同時存在時，電路才有輸出

o，這時三者滿足。令則存在即模擬乘法器輸出為載波被抑制的調(diào)幅波，亦即實現(xiàn)了振幅調(diào)制。非線性調(diào)幅方法當輸入信號很大時，輸出電壓

o的表示式為：式中，V1（或V2）與

1（或

2）的關系曲線如圖9.5.2所示。非線性調(diào)幅方法當

1（或

2）很小時，V1（或V2）與

1（或

2）呈線性關系，但這個線性放大區(qū)是很窄的。當

1足夠大時，V1趨近于定值，亦即這時模擬乘法器起限幅作用。從物理意義上來說，這種限幅作用是由輸入端基極-發(fā)射極的結(jié)所產(chǎn)生的。此時模擬乘法器仍起著兩個信號相乘的非線性變換作用，只是輸出中包含較多諧波成分。因此要在輸出端加入中心頻率為

0的帶通濾波器。非線性調(diào)幅方法集成模擬乘法器MC1596(即XFC1596)

集成模擬乘法器MC1596內(nèi)部結(jié)構電路如圖9.5.3(a)所示，并列直插式封裝的外部管腳分布如圖9.5.3(b)所示，利用它構成的實用電路如圖9.5.3(b)所示。下面根據(jù)圖9.5.3(a)和圖9.5.3(b)來說明MC1596的工作原理。非線性調(diào)幅方法圖9.5.3(a)MC1596內(nèi)部電路

T1T21012T5T6T3T46841235T7T8500WRE500WRERE500W14接－VE或接地非線性調(diào)幅方法圖9.5.3(b)MC1596管腳分布圖與實際電路1234567INxREREINxBIOUTMC1596141312111098－VEOUTINyINy非線性調(diào)幅方法模擬乘法器與二極管調(diào)制器是目前應用最為廣泛的兩種調(diào)制器電路，由于其工作電平低，因而，統(tǒng)稱為低電平調(diào)制電路。低電平調(diào)制電路的類型很多。非線性調(diào)幅方法9.4單邊帶信號的產(chǎn)生在調(diào)幅波的性質(zhì)中已指出，調(diào)幅波所傳送的信息是包含在兩個邊帶內(nèi)的，載波本身不包含任何信息。因此可以將載波抑制，并進一步在抑制一個邊帶，只讓另一個邊帶發(fā)送出去。如此仍具有傳遞信息的功能，但是頻帶卻大幅度減小。這就是所謂的單邊帶發(fā)送。單邊帶制在載波電話和短波通信中占有重要的地位，獲得了廣泛的應用。單邊帶調(diào)制（SSB）單邊帶調(diào)制是僅傳送一個邊帶的調(diào)制方法。只傳送上邊帶信號叫上邊帶調(diào)制，只傳送下邊帶信號叫下邊帶調(diào)制。若調(diào)制信號為單一頻率信號時，上邊帶調(diào)制信號表達式為

下邊帶調(diào)制信號表達式為

單邊帶信號的產(chǎn)生時域波形和頻域的頻譜分別如圖9.6.01和9.6.02所示。從圖中可看出，單邊帶信號的包絡不再反映調(diào)制信號的變化規(guī)律，但與調(diào)制信號幅度的包絡形狀相同。單邊帶信號的頻率隨調(diào)制信號頻率的不同而不同，也就是說，調(diào)制信號頻率信息已寄載到已調(diào)波的頻率之中了。因此可以說單邊帶調(diào)制是振幅和頻率都隨調(diào)制信號改變的調(diào)制方式，所以它的抗干擾性能優(yōu)于AM調(diào)制。單邊帶信號的產(chǎn)生單頻調(diào)制SSB信號波形圖：單邊帶信號的產(chǎn)生圖9.6.01單頻調(diào)制SSB信號波形圖

t單邊帶調(diào)制SSB信號的頻譜相對振幅下邊帶單邊帶信號的產(chǎn)生相對振幅上邊帶圖9.6.02單邊帶制SSB信號的頻譜單邊帶通信的優(yōu)缺點：優(yōu)點：a）節(jié)省頻帶50%；只發(fā)送單個頻帶信號b）節(jié)省發(fā)射功率；理論上單個頻帶可獲得全部發(fā)射功率c）減輕選擇性衰落現(xiàn)象。載波的選擇性衰落現(xiàn)象嚴重缺點：收、發(fā)設備比較復雜。要恢復載波，頻率穩(wěn)定度要求高單邊帶信號的產(chǎn)生產(chǎn)生單邊帶信號的方法：要獲得單邊帶信號，首先就要產(chǎn)生載波抑制的雙邊帶信號，然后再設法去除一個邊帶，只讓另一個邊帶發(fā)射出去。平衡調(diào)幅器、差分對調(diào)幅器、斬波調(diào)幅器等，都可以獲得載波被抑制的雙邊帶信號。單邊帶信號的產(chǎn)生方法有三種：濾波法、相移法和修正的相移濾波法。單邊帶信號的產(chǎn)生1）濾波法首先是將載波信號與調(diào)制信號相乘獲得雙邊帶，之后用帶通濾波器取出一個邊帶，抑制掉另一個邊帶。這種方法要求濾波器過渡帶很陡，當調(diào)制信號中的低頻分量越豐富時，濾波器的過渡帶要求越窄，實現(xiàn)起來就越困難。因此往往要在載頻比較低的情況下經(jīng)過幾次濾波取出單邊帶信號，之后再將載波頻率提高到要求的數(shù)值。單邊帶信號的產(chǎn)生對濾波器要求高的原因：兩個邊帶相距很近，要濾除一個邊帶，通過另一個邊帶，就必須對濾波器提出很高的要求。例如：設最低調(diào)制頻率Fmin=300Hz，當載波頻率f0

=104Hz時（10kHz），（很低的載波）

兩邊帶相對距離：當載波頻率f0

=107Hz時（10MHz），

兩邊帶相對距離：單邊帶信號的產(chǎn)生通帶過寬通帶過窄第一載波頻率不能取得過高的原因：當載波頻率f0

=107Hz時（10MHz），（較高的載波）兩邊帶相對距離：則兩邊帶相對距離過近，濾波器無法濾除一個邊帶。當載波頻率f0

=104Hz時（10kHz），（很低的載波）兩邊帶相對距離：濾波器通頻帶可能不夠?qū)?，引起頻率失真。單邊帶信號的產(chǎn)生由此可見，載頻f0既不能太高，也不能太低，一般取為100kHz較佳。為了使載波頻率提高到所需要的數(shù)值，必須經(jīng)過多次平衡調(diào)幅與濾波，來逐步提高載波頻率。單邊帶信號的產(chǎn)生BM1OSC1

1BM2OSC2

2BM3OSC3

3功放注意：提高單邊帶載波頻率決不能用倍頻的方法。因為倍頻后，音頻信號頻率也隨著成倍增加，使原來的調(diào)制信號變樣，產(chǎn)生嚴重的失真。邊帶選取的方法：a）只選用上邊帶，進行升載波處理；b）可以選下邊帶，進行部分升載波處理。單邊帶信號的產(chǎn)生單邊帶發(fā)射機方框圖：單邊帶信號的產(chǎn)生低放環(huán)形調(diào)幅器上邊帶濾波器低放環(huán)形調(diào)幅器下邊帶濾波器相加網(wǎng)絡環(huán)形調(diào)幅器LC濾波器平衡調(diào)幅器LC濾波器功放頻率合成器第一級載頻，混頻、經(jīng)上下邊帶濾波，在相加網(wǎng)絡中混合成兩路單邊帶信號；第二級環(huán)形調(diào)幅器，并取出253kHz的下邊帶信號；第三級平衡調(diào)幅器，并經(jīng)LC濾波器取出下邊帶信號。常用作第一濾波器的有：石英晶體濾波器、陶瓷濾波器、表面聲波濾波器等。第二、第三濾波器采用LC調(diào)諧回路，即能進行濾波。單邊帶信號的產(chǎn)生2）相移法相移法是利用移相的方法，消去不需要的邊帶。單邊帶信號的產(chǎn)生平衡調(diào)幅器A載波90°移相網(wǎng)絡平衡調(diào)幅器B調(diào)制信號90°移相網(wǎng)絡載波振蕩器合并網(wǎng)絡兩個平衡調(diào)幅器的調(diào)制信號電壓和載波電壓都是互相移相90°。因此如果用

1與

2分別代表這兩個調(diào)幅器的輸出電壓，則只取用

與載波振蕩電壓

0的相乘項，得因此，輸出電壓為：K為合并網(wǎng)絡的電壓傳輸系數(shù)；V為平衡調(diào)幅器輸出電壓。單邊帶信號的產(chǎn)生

3就是所需要的單邊帶信號。優(yōu)點：由于它不是依靠濾波器來抑制另一個邊帶的，所以這種方法原則上能把相距很近的兩個邊頻帶分開，而不需要多次重復調(diào)制和復雜的濾波器。缺點：這種方法要求調(diào)制信號的移相網(wǎng)絡和載波的移相網(wǎng)絡在整個頻帶范圍內(nèi)，都要準確地移相90°。這一點在實際很難做到。（條件苛刻）單邊帶信號的產(chǎn)生輸出中對不需要邊帶的抑制程度表達式：其中

—以90°為準的載波相移誤差；

—以90°為準的調(diào)制信號相移誤差。且假定兩個平衡調(diào)幅器的輸出振幅相等。單邊帶信號的產(chǎn)生當==0時，抑制度=dB。這是理想的情況，即輸出中完全抑制了不需要的邊帶。當或加大時，抑制度則迅速降低。例如，誤差為1°時，抑制度=40dB；誤差為10°時，抑制度=21dB。由于這種方法對移相網(wǎng)絡元件數(shù)值的準確度要求很高，因此在要求對不需要的邊帶應有高度抑制的正規(guī)干線中，反而不如濾波法簡單經(jīng)濟。單邊帶信號的產(chǎn)生3）第三種方法—修正的相移濾波法為了克服相移法存在的缺點，產(chǎn)生了第三種方法—修正的相移濾波法。這種方法所用的90°移相網(wǎng)絡工作于固定頻率，因而克服了上法的缺點。假定電壓幅度為1。平衡調(diào)幅器（BM）的有用輸出電壓為相乘項，因此BM1輸出電壓為：單邊帶信號的產(chǎn)生產(chǎn)生單邊帶信號的第三種方法框圖單邊帶信號的產(chǎn)生BM190°移相網(wǎng)絡BM2音頻振蕩器合并網(wǎng)絡低通濾波器低通濾波器BM3BM490°移相網(wǎng)絡載波振蕩器BM2輸出電壓為：經(jīng)低通濾波器濾去上邊帶(

1+

)項后，得下邊帶：因此有BM3的輸出電壓為：單邊帶信號的產(chǎn)生BM4的輸出電壓為：最后得到合并網(wǎng)絡的輸出電壓為：上式即為載頻

0=

2-

1[或

0=

2+

1]的單邊帶信號。由于移相網(wǎng)絡工作于固定頻率

1與

2，制造與維護簡單。單邊帶信號的產(chǎn)生殘留邊帶調(diào)幅在單邊帶調(diào)制與雙邊帶調(diào)制之間，有一種折中的方法：即殘留邊帶調(diào)幅(VSBAM)。與單邊帶不同之處為它傳送被抑制邊帶的一部分，同時又將被傳送邊帶也抑制掉一部分。為了保證信號無失真的傳輸，傳送邊帶中被抑制部分和抑制邊帶中的被傳送部分應滿足互補對稱關系。單邊帶信號的產(chǎn)生9.5高電平調(diào)幅低電平調(diào)制電路是相對于高電平調(diào)制電路而言的，主要實現(xiàn)DSB波，SSB波，也可以實現(xiàn)AM波。早期實現(xiàn)振幅調(diào)制都是在功率級進行的，電平比較高，所以把在功率級完成振幅調(diào)制的電路叫做高電平調(diào)制電路。高電平調(diào)制電路的基本原理是用調(diào)制信號控制高頻功率放大器的輸出實現(xiàn)調(diào)幅。通?？梢允褂眯瘦^高、輸出功率大的高頻諧振功率放大器為基礎構成高電平調(diào)幅電路。最常用的方法是對高頻諧振功率放大器（簡稱功放）的供電電壓進行調(diào)制，功放工作在乙類或者丙類狀態(tài)，其輸出電路對載頻調(diào)諧，帶寬為調(diào)制信號帶寬的兩倍。高電平調(diào)幅高電平調(diào)制器根據(jù)調(diào)制信號控制方式的不同，對晶體管而言，高電平調(diào)幅又可以分為集電極調(diào)幅和基極調(diào)幅。其工作原理都是利用改變某一電極的直流電壓從而控制集電極高頻電流振幅，通過中心頻率諧振在載波頻率上，帶寬為2

max的諧振回路即得到已調(diào)幅信號。高電平調(diào)幅集電極（陽極）調(diào)幅：調(diào)制信號控制集電極（陽極）電源電壓，以實現(xiàn)調(diào)幅?；鶚O（或控制柵極）調(diào)幅：調(diào)制信號控制基極（控制柵極）電源電壓，以實現(xiàn)調(diào)幅。高電平調(diào)幅1、集電極調(diào)幅所謂集電極調(diào)幅，就是用調(diào)制信號來改變高頻功率放大器的集電極（陽極）直流電壓，以實現(xiàn)調(diào)幅。高電平調(diào)幅由圖可知，低頻調(diào)制信號V

cost與直流電源相串聯(lián)，因此放大器的有效集電極電源電壓等于上述兩個電壓之和，它隨調(diào)制信號波形而變化。根據(jù)第6章得到，在過壓狀態(tài)下，集電極電流的基波分量Icm1隨調(diào)制信號的波形而變化，于是得到調(diào)幅波輸出。高電平調(diào)幅在放大器工作于過壓區(qū)時，輸出信號的振幅值就等于集電極電源供電電壓；如果輸出回路調(diào)諧在載波角頻率

0上，則輸出信號為：從而實現(xiàn)了高電平調(diào)幅。高電平調(diào)幅集電極調(diào)幅在調(diào)制信號一周期內(nèi)的各平均功率和效率為：1）集電極有效電源電壓供給被調(diào)放大器的總平均功率（輸入功率）：2）集電極直流電源VCC所提供的平均功率：3）調(diào)制信號源所提供的平均功率：高電平調(diào)幅4）總的輸出功率：5）集電極平均耗散功率：6）集電極平均效率：高電平調(diào)幅例9.7.1有一載波輸出功率等于15W的集電極被調(diào)放大器，它在載波點（未調(diào)制時）的集電極效率

T=75%。試求各項功率。[解]直流輸入功率：未調(diào)制時的集電極耗散功率為：在100%調(diào)制時，調(diào)幅器供給的調(diào)制功率為：高電平調(diào)幅邊帶功率：總輸出功率：總輸入功率：集電極平均效率：集電極平均耗散功率：高電平調(diào)幅可見，此時損耗功率比未調(diào)制時增加了50%，選擇晶體管時應該以此為準，即應選用PCM>Pcav的晶體管。最大點（調(diào)幅峰）的功率與效率為：高電平調(diào)幅基極調(diào)幅：所謂基極（柵極）調(diào)幅，就是用調(diào)制信號電壓來改變高頻功率放大器的基極（柵極）偏壓，以實現(xiàn)調(diào)幅。高電平調(diào)幅低頻調(diào)制信號電壓V

cost與直流偏壓VBB相串聯(lián)，放大器的有效偏壓等于這兩個電壓之和，它隨調(diào)制信號波形而變化，即VB(t)=

VBB+V

cost。因為VB(t)隨調(diào)制信號V

cost變化，如果要求放大器的輸出電壓也隨調(diào)制信號，則應使輸出電壓隨VB(t)變化。根據(jù)第六章圖6.3.9可知，在欠壓狀態(tài)下，集電極電流的基波分量Icm1隨基極電壓呈正比變化。高電平調(diào)幅因此集電極回路輸出高頻電壓振幅將隨信號的波形而變化，于是得到調(diào)幅波輸出。由此可知，為了獲得有效的調(diào)幅，基極調(diào)幅電路必須總是工作于欠壓狀態(tài)?；鶚O調(diào)幅優(yōu)點：需要的調(diào)制功率小，對整機小型化有利?；鶚O調(diào)幅缺點：基極調(diào)幅的平均功率不高。注意：高電平調(diào)幅電路只能用來產(chǎn)生普通調(diào)制信號。高電平調(diào)幅9.6包絡檢波與同步檢波解調(diào)是從已調(diào)波中提取出調(diào)制信號的過程，是調(diào)制的逆過程。解調(diào)又叫檢波。振幅調(diào)制的解調(diào)叫振幅檢波。振幅檢波像振幅調(diào)制一樣也是頻譜搬移過程，它是把位于載頻f0位置的調(diào)制信號頻譜搬回到零頻位置的過程。調(diào)幅波的解調(diào)（檢波）方法有包絡檢波、同步檢波等。圖9.9.0中振幅檢波器輸入信號

s為一個單一頻率調(diào)制的AM調(diào)幅波，它的時域和頻域的波形如圖9.9.0(a)所示。檢波器的輸出電壓

o是直流和頻率為F的低頻信號，它的時域和頻域的波形如圖9.9.0(b)所示。包絡檢波與同步檢波

圖9.9.0振幅檢波(a)AM調(diào)幅波及其頻譜；(b)檢波輸出波形及其頻譜振幅檢波器

o0tkdVm0(直流)kdmaVm0cosWt(調(diào)制信號)

o＝kdVm0(1＋macosWt)

s0tWw0

s＝Vm0(1＋macosWt)cosw0tw0Vo(w)kdVm0kdmaVm0W(b)包絡檢波與同步檢波w0Vs(w)Vm0maVm0w02maVm02w0－Ww0＋W(a)包絡檢波工作原理：要從AM調(diào)幅波中提取振幅變化的信息，可以首先將AM調(diào)幅波變成單極性信號，之后再從單極性信號中取出它的平均值或峰值。例如已調(diào)波信號為：包絡檢波與同步檢波把

s(t)乘以單向開關函數(shù)S1(t)得到的就是單極性信號包絡檢波與同步檢波

LPF

s

oMS1(t)圖9.9.1平均包絡檢波器框圖與各點信號波形0w00(b)ww4w02w0w0W低通濾波器幅頻特性VM(w)S1(w)Vs(w)w0－Ww0＋Ww0w03w05w0(a)

s0S1(t)10

MtttWw00包絡檢波與同步檢波另外一種包絡檢波方法是將單極性信號通過電阻和電容組成的惰性網(wǎng)絡，取出單極性信號的峰值信息，這種包絡檢波器叫峰值包絡檢波器。最常用的是二極管峰值包絡檢波器，如圖9.9.2(a)所示。包絡檢波與同步檢波電路中，R為負載電阻，其數(shù)值較大；C為負載電容，它的數(shù)值應選取得在高頻時，其阻抗遠小于R，可視為短路；而在調(diào)制頻率（低頻）時，其阻抗遠大于R，可視為開路。此時輸入的高頻信號電壓

i較大。由于負載電容C的高頻阻抗很小，因此高頻電壓大部分加到二極管D上。包絡檢波與同步檢波0t

o(b)

i0充放電波形tw0W圖9.9.2峰值包絡檢波器工作原理包絡檢波與同步檢波圖中輸入信號

i為AM調(diào)幅波，RC并聯(lián)網(wǎng)絡兩端的電壓為輸出電壓

c，二極管VD兩端電壓

d=

i–

c。當

d>0時，二極管導通，信源

s通過二極管對電容C充電，充電的時間常數(shù)約等于RdC。由于二極管導通電阻Rd很小，因此電容上的電壓迅速達到信源電壓

i的幅值。當

d<0時，二極管截止，電容C通過電阻R放電。若選取RC的數(shù)值滿足：包絡檢波與同步檢波在高頻信號的正半周，二極管導通，并對電容器C充電。由于二極管導通時的內(nèi)阻很小，所以充電電流iD很大，充電方向如圖9.9.2(a)所示，使電容器上的電壓

c在很短時間內(nèi)就接近高頻電壓的最大值。這個電壓建立后通過信號源電路，又反向地加到二極管D的兩端。這時二極管導通與否，由電容器C上的電壓

c和輸入信號電壓

i共同決定。包絡檢波與同步檢波當高頻電壓由最大值下降到小于電容器上的電壓時，二極管截止，電容器就會通過負載電阻R放電。由于放電時間常數(shù)RC遠大于高頻電壓的周期，故放電很慢。當電容器上的電壓下降不多時，高頻第二個正半周期的電壓又超過二極管上的負壓，使二極管又導通。圖9.9.2(b)中t1到t2的時間為二極管導通時間，在此時間內(nèi)又對電容器充電，電容器上的電壓又迅速接近第二個高頻電壓的最大值。包絡檢波與同步檢波設二極管VD兩端電壓

d=

i–

c當下降到重新出現(xiàn)

d>0時，二極管又導通，電容又被充電到

s的幅值；當再次現(xiàn)出

d<0時，二極管再截止，電容再通過電阻放電。如此充電、放電反復進行，在電容兩端就可得到一個接近輸入信號峰值的低頻信號，再經(jīng)過濾波平滑，去掉疊加在上面的高頻紋波，得到的就是調(diào)制信號。充放電過程如圖9.9.2(b)所示。包絡檢波與同步檢波只要適當選擇RC和二極管D，以使充電時間常數(shù)RdC足夠小，充電很快；而放電時間常數(shù)RC足夠大，放電很慢（RdC<<

RC），就可使C兩端的電壓

c的幅度與輸入電壓

i的幅度相當接近，即傳輸系數(shù)接近1。另一方面，電壓

c雖然有些起伏不平（鋸齒形），但因正向?qū)щ姇r間很短，放電時間常數(shù)又遠大于高頻電壓周期（放電時

c基本不變），所以輸出電壓

c的起伏很小，可看成與高頻調(diào)幅包絡基本一致。包絡檢波與同步檢波因此這個過程叫做峰值包絡檢波。由此可見，大信號的檢波過程，主要是利用二極管的單向?qū)щ娦院蜋z波負載RC的充放電過程實現(xiàn)。二極管峰值包絡檢波器是大信號檢波器。在檢波過程中二極管處于導通或截止兩種狀態(tài)，所以二極管特性曲線可以用折線近似。包絡檢波與同步檢波包絡檢波器的質(zhì)量指標包絡檢波器的質(zhì)量指標主要有電壓傳輸系數(shù)、輸入阻抗和檢波失真。1.電壓傳輸系數(shù)（檢波效率）Kd電壓傳輸系數(shù)Kd又叫檢波效率。包絡檢波器的電壓傳輸系數(shù)Kd定義為檢波器輸出的低頻電壓幅值與輸入高頻電壓幅值之比。電壓傳輸系數(shù)越高，說明檢波器的檢波效率越高。包絡檢波與同步檢波具體表示為：此處Vim為調(diào)幅波的載波振幅。式中，

為電流通角，其值為：此處，R為檢波器負載電阻；Rd為檢波器內(nèi)阻。大信號檢波的電壓傳輸系數(shù)Kd是不隨信號電壓而變化的常數(shù)，僅取決于二極管內(nèi)阻Rd與負載電阻R的比值。包絡檢波與同步檢波當R>>Rd時，

0，cos

1，即檢波效率Kd接近于1。這是包絡檢波的主要優(yōu)點。包絡檢波與同步檢波000p2p

折線法二極管電路輸出狀態(tài)證明Kdcos

由折線法二極管電路輸出狀態(tài)圖可得到：包絡檢波與同步檢波2.等效輸入電阻Rid檢波器的輸入阻抗Zin=Rin+jXin。由于檢波器前級是中頻放大器(如圖9.9.3所示)，檢波器輸入阻抗就是中頻放大器的負載，其大小直接影響中頻放大器的性能。檢波器輸入阻抗越大，檢波器對中頻放大器的影響越小。包絡檢波與同步檢波中頻放大器

iZin振幅檢波器

o中頻調(diào)諧回路fsfiW

圖9.9.3檢波器與中頻放大器的級聯(lián)檢波器輸入阻抗中的電抗分量可以歸入中頻放大器的中頻諧振回路，作為回路的一部分考慮；輸入電阻分量直接影響中頻諧振回路的質(zhì)量因數(shù)和放大器負載的輕重。輸入電阻越大，諧振回路質(zhì)量因數(shù)越大，帶寬越窄，放大器負載越輕；輸入電阻越小，諧振回路質(zhì)量因數(shù)越小，帶寬越寬，放大器的負載越重。包絡檢波與同步檢波檢波器的輸入電阻Rid等于輸入高頻電壓振幅Vim與二極管高頻電流id中的基波分量幅度Iim之比，即由于二極管電流id只在高頻信號電壓為正峰值的一小段時間通過，電流通角

很小，因此它的基頻電流振幅為：式中I0為平均直流電流。包絡檢波與同步檢波另一方面，負載R兩端的平均電壓為KdVim，因此平均電流：因此，得等效輸入電阻為：由于二極管輸入電阻的影響，使輸入諧振回路的Q降低，消耗一些高頻功率。這是二極管檢波器的主要缺點。包絡檢波與同步檢波3.檢波失真是指檢波器輸出電壓與輸入調(diào)幅波的調(diào)制信號相似程度。檢波失真包括線性失真和非線性失真。線性失真又叫頻率失真，它是由于檢波器帶寬不夠或帶內(nèi)增益的起伏而引起的失真。這種失真會使調(diào)制信號中各頻率分量的比例關系發(fā)生變化。非線性失真是由于檢波特性的非線性而引起的失真，這種失真會產(chǎn)生調(diào)制信號的諧波分量和各調(diào)制頻率間的組合頻率分量。描述這種失真的大小通常用非線性失真系數(shù)表示。包絡檢波與同步檢波峰值包絡檢波失真：峰值包絡檢波器由于二極管特性曲線彎曲、元件參數(shù)選擇不當?shù)仍驎a(chǎn)生失真。這種失真表現(xiàn)在峰值包絡檢波器的輸出波形與調(diào)幅波包絡線的形狀之間有些差別。產(chǎn)生的失真主要有：惰性失真（inertiadistortion）；負峰切割失真（negationpeakclippingdistortion）；非線性失真和頻率失真。包絡檢波與同步檢波1）惰性失真（對角線切割失真）這種失真是由于負載電阻R與負載電容C的時間常數(shù)RC太大所引起的。這時電容C上的電荷不能很快地隨調(diào)幅波包絡變化。為了提高電壓傳輸系數(shù)和減少檢波特性的非線性引起的失真，必須加大電阻R。而電阻R越大，時間常數(shù)RC越大，在二極管截止期間電容放電速率越小。當電容器放電速率低于輸入電壓包絡的變化速率時，電容器上的電壓就不再能跟隨包絡的變化，從而出現(xiàn)失真。包絡檢波與同步檢波在調(diào)幅波包絡下降時，由于RC時間常數(shù)太大，在圖中t1~t2時間內(nèi)，輸入信號電壓

i總是低于電容C上的電壓

c，二極管始終處于截止狀態(tài)，輸出電壓不受輸入信號電壓控制，而是取決于RC的放電。包絡檢波與同步檢波0tt1t2

c

s

i只有當輸入信號電壓的振幅重新超過輸出電壓時，二極管才重新導電。這個非線性失真是由于C的惰性太大引起的，所以稱為惰性失真。為了防止惰性失真，只要適當選擇RC的數(shù)值，使C的放電加快，能跟上高頻信號電壓包絡的變化就可以，即電容器的放電速率始終比輸入信號包絡的變化速率高。包絡檢波與同步檢波不產(chǎn)生惰性失真的條件：若輸入高頻調(diào)幅波振幅按下式變化：則其變化速度為：電容器C通過電阻R放電，放電時通過C的電流ic應等于通過R的電流iR。而包絡檢波與同步檢波所以當電流ic=iR時，對于大信號檢波而言，Kd1，所以在二極管停止導電的瞬間，

c

V′im，故存在令包絡檢波與同步檢波顯然，要不產(chǎn)生失真，必須使A<1（

），即

c的變化速度比高頻電壓包絡變化的速度快。式中可見A值是t的函數(shù)。在t為某一數(shù)值時，A值最大，等于Amax，只要Amax<1，則不管t為值，都不會發(fā)生惰性失真。將A值對t求導數(shù)，并令，可以求得包絡檢波與同步檢波

是低頻角頻率，它包含一個頻帶范圍。當

=

max時，Amax值最大。為了保證在

=

max時也不產(chǎn)生頻率失真，必須滿足：上式就是不產(chǎn)生惰性失真的條件，

max是被檢信號的最高角頻率。包絡檢波與同步檢波由上式可見，ma越大，則RC時間常數(shù)應該選擇得越小。這是由于ma越大，高頻信號包絡變化越快，所以RC時間常數(shù)需要小些，以縮短放電時間，才能跟得上包絡的變化。同樣，當最高調(diào)制角頻率

max加大時，高頻信號包絡變化也加快，所以RC時間常數(shù)也應該相應縮短。當ma=0.8時，得

maxRC

0.75通常，對應最高調(diào)制角頻率的調(diào)制系數(shù)很少達到0.8，因此在工程上可按下式計算：包絡檢波與同步檢波2）負峰切割失真（底邊切割失真）這種失真是由于檢波器的直流負載電阻R與交流（音頻）負載電阻不相等，而且調(diào)幅度ma又相當大時引起的。檢波器與下級電路級聯(lián)時，往往下級只取用檢波器輸出的交流電壓，故在檢波器輸出端串接隔直流電容CC包絡檢波與同步檢波圖9.9.3考慮耦合電容和低放輸入電阻的檢波電路檢波器電路通過耦合電容Cc與輸入電阻為ri2的低頻放大器相連。Cc的容量較大，對音頻來說，可以認為是短路。因此交流負載電阻R

等于直流負載電阻R與ri2的并聯(lián)值，即由于交、直流負載電阻不同，有可能產(chǎn)生失真。這種失真通常使檢波器音頻輸出電壓的負峰被切割，因此稱為負峰切割失真。包絡檢波與同步檢波負峰切割失真產(chǎn)生原因：造成交、直流負載電阻不同的原因是隔直電容Cc的存在。在穩(wěn)定狀態(tài)下，Cc上有一個直流電壓Vc，其大小近似等于輸入高頻電壓的振幅Vim，即Vc

Vim。由于Cc容量較大（幾微法），在音頻一周內(nèi)，其上電壓Vc基本上不變，所以可把它看做一個直流電源。它在電阻R和ri2上產(chǎn)生分壓，如圖9.9.4所示。包絡檢波與同步檢波電阻R上產(chǎn)生的偏壓為：此電壓對二極管而言是負的。包絡檢波與同步檢波IDoI1I00tt0

圖9.9.4負峰切割失真波形當輸入調(diào)幅波的調(diào)制系數(shù)ma較小時，這個電壓的存在不致影響二極管的工作。當調(diào)制系數(shù)ma較大時，輸入調(diào)幅波低頻包絡的負半周可能低于VR，在這期間二極管將截止。直至輸入調(diào)幅波包絡的負半周變到大于VR時，二極管才能恢復正常工作。因此，產(chǎn)生了如圖9.9.4所示的波形失真，它將輸出低頻電壓負峰切割。包絡檢波與同步檢波顯然，ri2越小，則VR分壓值越大，這種失真越愈易產(chǎn)生；另外，ma越大，則maVim（調(diào)幅波振幅）越大，這種失真也越愈易產(chǎn)生。要防止這種失真，必須滿足：所以上式就是不產(chǎn)生負峰切割失真的條件。包絡檢波與同步檢波應該對R

和R的差別提出要求當ma=0.8~0.9時，R

和R的差別不應該超過10%~20%。R越大，這個條件越難滿足。因此直流負載電阻R的選擇還受負峰切割失真的限制。通常R取5~10k。實際電路中，為防止出現(xiàn)負峰切割失真，常采用分負載方法，即將直流負載R分為R1和R2兩個部分，通常包絡檢波與同步檢波3）非線性失真這種失真是由檢波二極管伏安特性曲線的非線性引起的。這時檢波器的輸出音頻電壓不能完全和調(diào)幅波的包絡成正比。但如果負載電阻R選得足夠大，則檢波管非線性特性影響越小，它所引起的非線性失真即可以忽略。因此電阻R應選取足夠大，以減小檢波特性非線性引起的失真。包絡檢波與同步檢波由于二極管的伏安特性是指數(shù)曲線，二極管的內(nèi)阻Rd隨二極管兩端的電壓

d的增加而減小，因此輸出電壓

C就會隨Rd的減小而增加，檢波特性就會隨輸入電壓幅度Vim的增加而向上翹，如圖9.9.5所示。包絡檢波與同步檢波VC0VimRKd＝1圖9.9.5二極管檢波特性

4）頻率失真這種失真是由于圖9.9.3中的耦合電容Cc和濾波電容C所引起的。Cc的存在主要影響檢波的下限頻率

min。為使頻率為

min時，Cc上的電壓降不大，不產(chǎn)生頻率失真，必須滿足下列條件：包絡檢波與同步檢波電容C的容抗應在上限頻率

max時，不產(chǎn)生旁路作用，即它應滿足下列條件：在通常的音頻范圍內(nèi)，上面兩式是容易滿足的。一般Cc約為幾個

F，C約為0.01

F實際電路中，為更好地濾波，也將負載電容分成C1和C2兩部分。包絡檢波與同步檢波

圖9.9.6二極管峰值包絡檢波器包絡檢波與同步檢波＋－iD

ABCABIDoI0RI1RL

o

AB0tt0

oCC＋－＋－

圖9.9.7是一個實際的二極管峰值包絡檢波器電路。前級中頻放大器提供的是載頻為465kHz的AM調(diào)幅波。L1C組成中頻調(diào)諧回路，調(diào)諧在465kHz。通過互感耦合在L2兩端取得檢波器的輸入電壓

。檢波二極管應當選取正向特性線性好，正向電阻小，反向電阻大，結(jié)電容小的晶體二極管。硅管正向特性較差，面結(jié)合型晶體二極管結(jié)電容較大，故一般檢波器選用點接觸鍺二極管。圖示電路選用點接觸鍺二極管2AP9。包絡檢波與同步檢波圖9.9.7二極管峰值包絡檢波器實際電路CL1－EC－＋L2

2AP9C10.01mFR1500WC20.01mFC4R310kWC530mF0.01mF至自動增益控制R475kW－6V5.1kWC380mF－＋

oR2RL包絡檢波與同步檢波并聯(lián)型包絡檢波器由于二極管峰值包絡檢波器電路的信源、二極管和負載三者串聯(lián)，所以又把它叫做串聯(lián)型二極管包絡檢波器。對于信源、二極管和負載三者并聯(lián)構成的檢波器電路叫并聯(lián)型二極管檢波器，如圖9.9.8所示。包絡檢波與同步檢波由于輸入是等幅高頻信號，電容C2上電壓近似是直流，因此能量守恒方程式可列為因為V

≈VC

，輸入電阻則為

包絡檢波與同步檢波圖9.9.8并聯(lián)型二極管檢波器C1L＋ECC2＋－

s＋－

CVD＋－

DRR1C3CCRL

o充電放電包絡檢波與同步檢波圖9.9.8并聯(lián)檢波器電壓關系tt000

C

D

ot包絡檢波與同步檢波[例1]圖9.9.9是某收音機二極管檢波器的實際電路。低頻電壓由電位器R2引出（音量控制）。C1R1和C2R2組成檢波負載，取出低頻分量，濾除高頻分量。電阻R3′和R4是確定自動增益控制受控工作點電流的基極分壓電阻。電阻R3和R4也是供給二極管固定偏壓的分壓電阻。試確定各元件的值。[解]1）二極管的選擇包絡檢波與同步檢波選用點接觸型二極管2AP9。導通時的電阻Rd約為100，總等效電容Cd約為1pF。包絡檢波與同步檢波選用點接觸型二極管2AP9。導通時的電阻Rd約為100，總等效電容Cd約為1pF。2）電阻R1和R2

的確定檢波器后的低頻放大器總輸入電阻ri2為2~5k。因此為了滿足條件，直流電阻R=R1+R2不能選得太大，一般選R=5~10k。根據(jù)分負載條件，現(xiàn)取R2=5.1k，R1=0.1R2=510，ri2=3k

交流電阻為包絡檢波與同步檢波所以，可以得到防止負峰切割失真的條件：如果二極管2AP9導通時的電阻Rd

100，等效輸入阻抗為：包絡檢波與同步檢波3）負載電容C1和C2

的確定從不產(chǎn)生惰性失真的條件出發(fā)，即取

max=2

Fmax=2

4.5103（對于一般收音機來說，最高頻率Fmax=4500Hz），C1和C2

都可以采用0.01

F。包絡檢波與同步檢波[例2]下面電路中，若要求等效輸入電阻Rid5k且不產(chǎn)生惰性失真和負峰切割失真，試選擇和計算檢波器各元件的參數(shù)值。已知調(diào)制頻率F=300~3000Hz；信號頻率fi=465Hz，Rd

100，ri2=2k。包絡檢波與同步檢波[解]直流負載電阻R=R1+R22Rid10k（因為Rid

R/2）1）不產(chǎn)生惰性失真的條件即因此，C1和C2可以取0.008

F。2）不產(chǎn)生負峰切割失真的條件包絡檢波與同步檢波取ma=0.3，則R

>0.3R=3k

根據(jù)分負載的條件，，可以取

R2=5k，R1=0.2R2=1k，且已知ri2=2k，則交流電阻為最后，CC的阻抗在時應可以忽略，即，解得包絡檢波與同步檢波同步檢波器用于對載波抑制的雙邊帶或單邊帶信號進行解調(diào)。它的特點是必須外加一個頻率和相位都與被抑制的載波相同的電壓。同步檢波的名稱就由此而來。同步檢波有兩種形式：一種是乘積型同步檢波，另一種是疊加型同步檢波。包絡檢波與同步檢波1.乘積型同步檢波外加載波信號電壓與接收信號在同步檢波器中相乘，經(jīng)低通濾波器后，檢出原調(diào)制信號。在頻域，振幅檢波是頻譜搬移。若信源是雙邊帶信號：

1=V1mcos

t·cos

1t本地載波電壓信號

0=V0cos(

0t+

)包絡檢波與同步檢波本地載波的角頻率

0準確地等于輸入信號載波的角頻率

1，即