交流調速PWM課件

第六章

PWM控制技術交流調速系統(tǒng)PWM簡介利用半導體器件的導通和關斷，把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖列，以實現(xiàn)變頻、變壓及控制和消除諧波為目的的一門技術。降低高次諧波成分、減少轉矩脈動、拓寬調速范圍用脈沖寬度不等的一系列矩形脈沖去逼近一個所需要的電壓或電流信號。6.1脈沖寬度調制（PWM）方波逆變器可以方便地調整輸出電壓的頻率，但輸出電壓的幅度在逆變環(huán)節(jié)中無法調節(jié)，通常需要增加調壓環(huán)節(jié)完成調壓功能，但這種方法使系統(tǒng)復雜，且輸出電壓諧波大。從傅立葉分析可知，如果把方波逆變器輸出的方波用個小方波取代（如圖6-1所示），就可以通過控制小方波的寬度控制逆變器輸出基波的幅度。由于小方波的頻率是逆變器輸出基波頻率的N倍，因此逆變器輸出的最低次諧波頻率升高，即可以通過增加N的辦法減小最低次諧波幅度。同時由于LC低通濾波器的截止頻率升高，因此體積也減小。1964年，德國學者A.Schonung和H.Stemmler率先提出了脈寬調制（PWM:PulseWidthModulation）的思想，把通訊技術中的調制技術應用于交流傳動中，開創(chuàng)了DC-AC技術研究的新領域。一般說來，PWM信號輸出端加適當?shù)臑V波器可以恢復出原調制波信號。

把一個正弦半波分作N等分，然后把每一等分的正弦曲線和橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等分的中點重合。圖6-1方波逆變器輸出的方波用N個小方波取代，改變小方波脈沖寬度調節(jié)輸出基波幅度PWM逆變器從根本上解決了方波逆變器存在的問題。近幾十年來，該技術一直是電力電子的研究熱點，并在工業(yè)應用領域產生了極大的經濟效益。在技術實現(xiàn)上，從模擬電路發(fā)展到全數(shù)字化方案；在調制原理上提出了自然采樣法、規(guī)則采樣法、等面積算法、消除有限次諧波的優(yōu)化調制方法等等。為了適應交流異步電機變頻調速的應用，提出了電壓正弦波調制、磁通正弦波調制和電流正弦波調制算法。為了獲得優(yōu)良的輸出波形，提出了消除有限次諧波的算法、效率最優(yōu)的和轉矩脈動最小的PWM算法。為了消除音頻噪聲、消除低次諧波以及提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，又提出了各種隨機PWM技術。到目前為止，對這一技術仍不斷有新方案提出，充分體現(xiàn)出其強大的生命力。1、PWM波形生成原理

在采樣控制理論中，有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的脈沖，加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量，即是指窄脈沖的面積。這里所說的效果相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。如果將其輸出波形用傅氏變換分析，其中低頻特性基本相同，僅在高頻段略有差異。例如，圖6-2中所示的三個面積相等但形狀不同的窄脈沖，當他們分別加在慣性上環(huán)節(jié)上時，輸出基本相同，并且，脈沖寬度越窄，其輸出的差異越小。當脈沖變?yōu)閳D6-2(d)中的單位脈沖函數(shù)時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)脈沖過度函數(shù)。

圖6-2形狀不同而沖量相同的各種脈沖b)沖量相等的各種窄脈沖的響應波形具體的實例說明“面積等效原理”a）u(t)－電壓窄脈沖，是電路的輸入。

i(t)－輸出電流，是電路的響應。

基于上述理論，下面再來分析一下如何用一系列幅度相等、寬度不等的脈沖序列代替一個正弦波。將圖6-3(a)中所示的正弦波（半個周期）分成N等份，可以把正弦波（半個周期）看成由N個脈沖組成。這些脈沖寬度相等，幅值不等，脈沖頂部不是水平直線，而是按正弦規(guī)律變化的曲線。我們將這些脈沖以一組幅度相等、寬度不等的脈沖代替，使脈沖的中點和相對應的正弦等分的中點重合,且使脈沖面積和相應的正弦部份面積（沖量）相等，我們就得到如圖6-3(b)所示的一組脈沖,把它們重畫在一起，如圖6-4所示，這就是SPWM波形。

6-3幅度相等、寬度不等的脈沖序列代替一個正弦波示意圖把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調制得到所期望的PWM波形。圖6-4為所希望的波形和所期望的SPWM波的關系。圖6-4所希望的波形和所期望的SPWM波的關系PWM基本原理由N個等幅而不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦的半周等效上頁圖中一系列脈沖波形就是所期望的逆變器輸出PWM波形。由于各脈沖的幅值相等，所以逆變器可由恒定的直流電源供電，符合逆變器的電能直交變換模式。因此，只需要一個可控功率環(huán)節(jié)，簡化了結構SPWM原理實際上，以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrierwave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調制波（Modulationwave），當調制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調制波的半個周期內呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。理論上，脈沖寬度是可以嚴格計算的D=面積/幅值為何采用等腰三角波作為載波？因為等腰三角波上下寬度與高度呈線性關系且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調制信號波相交時，在交點時刻就可以得到寬度正比于調制信號波幅度的脈沖。圖6-5為調制波、載波和SPWM波的關系圖形。采用SPWM技術時可以對DC-AC逆變器的輸出幅度和頻率進行獨立控制。需要說明的是，PWM和SPWM這兩個術語，實質上是沒有區(qū)別的，有時為了強調正弦波調制，用SPWM表示，經?；煊眠@兩個術語。SVPWM是從電機控制角度出發(fā)，指電機磁通正弦脈沖寬度調制。6-5調制波、載波和SPWM波的關系6-6SPWM技術對DC-AC逆變器輸出幅度和頻率獨立控制示意圖SPWM原理SPWM的原理為在控制電路中調制，在主電路中輸出。在控制電路中，一個頻率為fr幅值為Ur的參考正弦波Wsin（調制信號）加載于頻率為fc幅值為Uc的三角波WΔ（載波）后，得到一個脈沖寬度變化的SPWM波Wspwm（已調制波），用已調制波的高低邏輯電平經分配與放大后去驅動逆變器的主開關元件，即可使逆變器輸出與已調制波Wspwm相似的SPWM電壓波形，SPWM輸入輸出原理框圖如圖6-7所示：在控制電路中，一個頻率為fr幅值為Ur的參考正弦波Wsin（調制信號）加載于頻率為ft幅值為Ut的三角波WΔ（載波）后，得到一個脈沖寬度變化的SPWM波Wspwm（已調制波），用已調制波的高低邏輯電平經分配與放大后去驅動逆變器的主開關元件，即可使逆變器輸出與已調制波Wspwm相似的SPWM電壓波形；圖6-72PWM的調制方式與相關術語

單極性（Unipolar）PWM調制與雙極性(Bipolar)PWM調制單極性脈寬調制：如果在正弦調制波的半個周期內，三角載波只在正或負的一種極性范圍內變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內。單極性PWM控制方式如圖6-6，圖6-8所示，它說明了SPWM技術對DC-AC逆變器輸出幅度和頻率獨立控制。單極性調制中，逆變器同一橋臂的上部功率開關管和下部功率開關管在調制波（輸出電壓基波）的半周期內僅有一個功率開關管多次開通和關斷。單極性SPWM波形單極性SPWM波形當參考電壓高于三角波電壓時，相應輸出電壓為正電平，反之則產生零電平。負半軸是用同樣的方法調制后再倒相而成。調制結果是產生等幅、不等寬的脈沖列。逆變器主電路能對電機繞組的進線端提供三個不同的電位值（參考點可任選取）

單極性PWM控制方式（單相橋逆變）ur正半周，V1保持通，V2保持斷,V3,V4交替通斷。當ur>uc時使V4通，V3斷，uo=Ud。當ur<uc時使V4斷，V3通，uo=0。ur負半周，請同學們自己分析。單極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud表示uo的基波分量在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。雙極性脈寬調制：如果在正弦調制波半個周期內，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負之間變化。圖6-5為雙極性PWM調制。在雙極性PWM調制方式中，同一橋臂上下兩個功率開關的驅動信號是互補的信號，但實際上為了防止同一橋臂上下兩個功率開關直通而造成短路，在兩個信號中間加入死區(qū)，死區(qū)時間大小主要由功率開關器件的關斷時間決定，死區(qū)時間將會給輸出的SPWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。雙極性SPWM波形雙極性SPWM調制方法和單極性相同；雙極性控制時逆變器同一橋臂上下兩個器件交替通斷，處于互補的工作方式。主電路提供兩個電位值。雙極性SPWM波形這兩種方式的差別僅僅在于正弦波與三角波比較的方法。一般說來，單極性PWM調制方案產生的諧波較小，但是難于實現(xiàn)，在本書中只討論雙極性PWM調制方法。雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur的半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負，其幅值只有±Ud兩種電平。同樣在調制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制器件的通斷。ur正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同。當ur>uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號。如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，

uo=Ud。當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號。如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-Ud。

雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）三相橋式PWM型逆變電路三相的PWM控制公用三角波載波uc三相的調制信號urU、urV和urW依次相差120°ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud三相橋式PWM型逆變電路

三相橋式PWM逆變電路波形

下面以U相為例分析控制規(guī)律：當urU>uc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，uUN’=Ud/2。當urU<uc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uUN’=-Ud/2。當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是VD1(VD4)導通。uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2兩種電平。uUV波形可由uUN’-uVN’得出，當1和6通時，uUV=Ud，當3和4通時，uUV=－Ud，當1和3或4和6通時，uUV=0。輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構成負載相電壓PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5種電平組成。ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud三相橋式PWM型逆變電路

三相橋式PWM逆變電路波形

根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制。通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大2）載波比載波頻率fc與調制信號頻率fr之比，N=fc/fr異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式因此，在采用異步調制方式示，希望盡量提高載波頻率，以便在調制信號頻率較高時仍能保持較大的載波比，改善輸出特性。同步調制——載波信號和調制信號保持同步的調制方式，當變頻時使載波與信號波保持同步，即N等于常數(shù)。ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud同步調制三相PWM波形基本同步調制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數(shù)固定。三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數(shù)。fr很低時，fc也很低，由調制帶來的諧波不易濾除。fr很高時，fc會過高，使開關器件難以承受。分段同步調制——異步調制和同步調制的綜合應用。把整個fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段的N不同。在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低。為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調制比異步調制復雜，但用微機控制時容易實現(xiàn)。可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近。分段同步調制方式舉例

3)調制度（ModulationIndex）調制度（ModulationIndex）定義：

如果MI高，正弦波輸出幅度也高，反之亦然。即有以下線性關系：V1是逆變器輸出電壓的基波幅度；Vin為輸入直流電壓的幅值。

3、SPWM生成方法1）自然采樣法(Naturalsampling)按照SPWM控制的基本理論，在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率器件的通斷，這種生成SPWM波形的方法稱為自然采樣法。正弦波在不同的相位角時其值不同，因而與三角波相交所得的脈沖寬度也不同。另外，當正弦波頻率變化或者幅值變化時，各脈沖的寬度也相應變化，要準確生成SPWM波形，就應準確地計算出正弦波和三角波的交點。正弦調制波為

式中：MI為調制度(即調制波幅值與載波幅值之比).從圖6-9可以看出，在三角波載波的一個周期內，其下降段和上升段各與正弦調制波有一個交點，使正弦調制波上升段的過零點和三角波下降段過零點重合并把該時刻作為零時刻。同時，把該點所在的三角波周期作為正弦調制波周期內的第一個三角波周期，則第n個周期的三角波方程可以表示如下：6-9自然采樣法這樣，正弦調制波和第n個周期的三角波的交點時刻和可分別由下式求得在給定和難后，求解上面兩式即可求得，脈沖寬度δk可由下式求出：tA和tB均是未知數(shù)，求解這兩個超越方程式非常困難的，這是由于正弦調制波和三角波的交點的任意性造成的。由于求解時需要花費較多的計算時間，以在實時控制中在線計算，因而自然采樣法在實際工程應用不多。

2）規(guī)則采樣法(Regularsampling)規(guī)則采樣法有不對稱規(guī)則采樣法（Asymmetricregularsampling）和對稱規(guī)則采樣法(Symmetricregularsampling)兩種。規(guī)則采樣法的脈沖寬度關系如圖6-10所示，在對稱規(guī)則采樣法中；而不對稱規(guī)則采樣法中。三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點不和三角波(負峰點)重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，使計算大為減化。如圖所示確定A、B點，在tA和tB時刻控制開關器件的通斷。脈沖寬度d

和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。對稱規(guī)則采樣法原理ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖6-10規(guī)則采樣法對于不對稱規(guī)則采樣法，把一個周期分為四等份，等份線與正弦波在一個周期內有三個交點，除去等份線與正弦波交點，剩余兩個交點，此兩個交點作為采樣點，過這兩點作平行線與三角波在內有四個交點，取采樣點最近的兩個交點作為脈沖的開通時刻和關斷時刻。圖6-11對稱和不對稱規(guī)則采樣法對稱規(guī)則采樣法計算公式推導正弦調制信號波三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度(6-2)MI稱為調制度，0≤MI

<1；wr為信號波角頻率從圖6-10得,

(6-1)ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖6-10對稱規(guī)則采樣法

不對稱規(guī)則采樣法計算公式3）三相橋逆變電路的情況三角波載波公用，三相正弦調制波相位依次差120°同一三角波周期內三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為d′U、d′

V和d′

W，同一時刻三相調制波電壓之和為零，由式(6-1)得

由式(6-2)得利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算(6-3)(6-4)對于三相橋式逆變電路，應該形成三相SPWM波形。三相正弦調制波互差120o相位，設在同一三角波周期內三相的脈沖寬度分別為、、，由于在同一時刻三相正弦調制波電壓之和為零：左邊負脈沖寬度：右邊負脈沖寬度：利用上述公式可以簡化生成三相SPWM波形時的計算。

6.2SPWM集成電路芯片

6.2.1

HEF4752

6.2.2SLE4520

目前應用較多的集成電路芯片為HEF4752、SLE4520、MA818、8XC196MC6.2.1HEF4752是英國Marllard公司制造，是采用LOCMOS工藝制造的大規(guī)模集成電路，專門用來產生SPWM信號。它的驅動輸出經隔離放大后，既可驅動GTO逆變器，也可驅動GTR逆變器，在交流變頻調速中作中心控制器件調頻范圍為0-200Hz，開關頻率不超過2kHz適合于以GTR或GTO為開關器件的變頻器，而不適用于IGBT變頻器既可用于模擬電路，也能用于數(shù)字電路HEF4752主要特點1）能產生三對相位差120°的互補SPWM主控脈沖，適用于三相橋結構的逆變器；2）采用數(shù)控方式不僅能提高系統(tǒng)控制精度，也易于與微機聯(lián)機；3）采用多載波比自動切換方式，隨著逆變器的輸出頻率降低，有級地自動增加載波比，從而抑制低頻輸出時因高次諧波產生的轉矩脈沖和噪聲等所造成的惡劣影響。能使逆變器輸出電壓同步調節(jié)。4）為防止逆變器上下橋臂器件直通，在每相主控脈沖間插入死區(qū)間隔，間隔時間連續(xù)可調。HEF4752引腳說明

28腳雙列直插式標準封裝DIP芯片，它有7個控制輸入(K,L,CW,I,A,B,C)，4(FCT,VCT,RCT,OCT)個時鐘輸入，12個驅動逆變器輸出，3個控制輸出(RSNY,UAV,CSP)，兩個電源端(VDD,VSS).

6.2.2SLE4520是德國Siemens公司生產的一種大規(guī)模、全數(shù)字化CMOS集成電路輸出頻率為0-2600Hz，開關頻率高達23.4kHz適用于IGBT逆變器及其他中頻電源逆變器SLE4752主要特點1）為了驅動一個逆變器功率電路中的6個獨立晶體管，SLE4520產生3對脈寬調制的矩形脈沖，在一相緊接著一相之間相位角為120度；2）數(shù)字正弦合成用于控制三相電動機的轉速和轉矩；3）與單片機接口就能解決大功率頻率變換器的連接。4）運行時可通過軟件來來控制輸出電壓的頻率。

SLE4752引腳說明

28腳雙列直插式標準封裝DIP芯片，它有5個控制端，13個輸入端，2個電源端，8個輸出端(RSNY,UAV,CSP)，兩個電源端(VDD,VSS).

6.3PWM跟蹤控制技術PWM波形生成的第三種方法——跟蹤控制方法。把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化。常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。6.3PWM跟蹤控制技術

6.3.1

電流跟蹤型PWM

6.3.2

電壓跟蹤型PWM

6.3.1電流跟蹤型PWM

應用PWM控制技術的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面所述的PWM控制技術都是以輸出電壓近似正弦波為目標的。

但是，在電機中，實際需要保證的應該是正弦波電流，因為在交流電機繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。

常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤PWM（CurrentHysteresisBandPWM——CHBPWM）控制，具有電流滯環(huán)跟蹤PWM控制的PWM變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖6-14。1.滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理

圖6-14 電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖負載L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT4

圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。將給定電流i*a與輸出電流ia

進行比較，電流偏差

ia

超過

h時，經滯環(huán)控制器HBC控制逆變器A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B、C

二相的原理圖均與此相同。

采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-14。如果，ia<i*a

，且i*a-ia

≥

h，滯環(huán)控制器HBC輸出正電平，驅動上橋臂功率開關器件VT1導通，變壓變頻器輸出正電壓，使電流ia增大。當增長到與i*a相等時，HBC仍保持正電平輸出，VT1保持導通，使電流ia繼續(xù)增大直到達到ia

=i*a

+h

，

ia

=–h

，使滯環(huán)翻轉，HBC輸出負電平，關斷VT1

，并經延時后驅動VT2

但此時未必能夠導通，由於電機繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管續(xù)流，使受到反向鉗位而不能導通。此后，逐漸減小，到達滯環(huán)偏差的下限值，使HBC再翻轉，又重復使導通。這樣，與交替工作，使輸出電流給定值之間的偏差保持在范圍內，在正弦波上