天線原理與技術(shù) 課件 第6章 寬帶天線

第6章寬帶天線6.1寬帶線天線6.2雙錐天線6.3套筒天線6.4螺旋天線6.5對(duì)數(shù)周期天線6.6Vivaldi天線

6.1寬帶線天線

6.1.1行波單導(dǎo)線天線行波單導(dǎo)線天線如圖6.1.1所示。設(shè)一長(zhǎng)為l的導(dǎo)線沿z軸放置，若在導(dǎo)線的終端接匹配負(fù)載，則在導(dǎo)線上電流按行波分布;若其饋電點(diǎn)置于坐標(biāo)原點(diǎn)O，饋電電流為I0，忽略沿線電流的衰減，則線上電流可表示為

圖6.1.1行波單導(dǎo)線天線及其坐標(biāo)系

可得行波單導(dǎo)線天線的遠(yuǎn)區(qū)輻射場(chǎng)為

式中，r為原點(diǎn)至場(chǎng)點(diǎn)的距離，θ為z軸與射線之間的夾角。

圖6.1.2是當(dāng)l等于λ、1.5λ和3λ時(shí)行波單導(dǎo)線天線E面的歸一化方向圖。由圖可以看出，沿軸線方向輻射恒為零。l/λ越大，θm越小，主瓣最大值越貼近導(dǎo)線軸方向，主瓣變窄，副瓣數(shù)目增多，副瓣電平變大;當(dāng)l/λ很大時(shí)，θm隨l/λ的變化很小，因此天線方向圖的帶寬越寬。

圖6.1.2行波單導(dǎo)線天線E面的歸一化方向圖

圖6.1.3所示為行波單導(dǎo)線天線的輻射電阻Rr與l/λ的關(guān)系曲線，圖6.1.4所示為行波單導(dǎo)線天線的方向系數(shù)D與l/λ的關(guān)系曲線。

由圖6.1.3和圖6.1.4可以看出，隨著電長(zhǎng)度(l/λ)的增加，行波單導(dǎo)線天線的輻射電阻和方向系數(shù)都在增大，但增大到一定程度后速度減緩。由于線上電流為行波分布，故行波單導(dǎo)線天線的輸入阻抗等于其特性阻抗，且由于損耗很小，其特性阻抗近似為實(shí)數(shù)，因此，行波單導(dǎo)線天線的輸入阻抗幾乎是純電阻。長(zhǎng)的行波單導(dǎo)線天線的輻射電阻為200~300Ω。

圖6.1.3行波單導(dǎo)線天線的輻射電阻Rr與l/λ的關(guān)系曲線

圖6.1.4行波單導(dǎo)線天線的方向系數(shù)D與l/λ的關(guān)系曲線

6.1.2菱形天線

為了增加行波單導(dǎo)線天線的增益，可以利用排陣的方法，用4根行波單導(dǎo)線構(gòu)成如圖6.1.5所示的菱形天線。圖6.1.5菱形天線的結(jié)構(gòu)

參見(jiàn)圖6.1.6(a)，若令θ=θm(θm由式(6.1.7)確定)為單導(dǎo)線最大輻射方向和導(dǎo)線軸間的夾角，θ0為菱形的半銳角，這樣1、2、3、4四根行波導(dǎo)線各有一主瓣指向菱形的長(zhǎng)對(duì)角線方向。

圖6.1.6菱形天線的工作原理

其中圖6.1.7(a)為垂直面(xOz)方向圖，圖6.1.7(b)為水平面(xOy)方向圖。圖6.1.7菱形天線的方向圖

由于菱形天線各邊的自輻射電阻要比相鄰各邊的互輻射電阻大得多，故工程上近似認(rèn)為菱形天線的總輻射電阻等于各邊的自輻射電阻之和，即

式中，Rr，l是邊長(zhǎng)為l的行波單導(dǎo)線的自輻射電阻。

6.2雙錐天線

無(wú)限雙錐天線由兩個(gè)形狀相同的無(wú)限長(zhǎng)錐形導(dǎo)電面組成，其結(jié)構(gòu)是無(wú)限長(zhǎng)的，其上電流沒(méi)有反射波，線上電流為行波分布，天線特性不隨頻率變化，其帶寬是無(wú)限寬的。實(shí)際應(yīng)用中的雙錐天線不可能是無(wú)限長(zhǎng)的，會(huì)有末端的截?cái)?，稱(chēng)為有限長(zhǎng)雙錐天線。

6.2.1無(wú)限雙錐天線

無(wú)限雙錐天線如圖6.2.1所示，高頻振蕩電壓通過(guò)兩定點(diǎn)之間的縫隙饋入。該天線可以用傳輸線理論來(lái)分析。由于其結(jié)構(gòu)是無(wú)限長(zhǎng)的，其上電流沒(méi)有反射波，因此線上電流為行波分布。縫隙處存在時(shí)變的電場(chǎng)，驅(qū)使電流由饋電點(diǎn)處沿著導(dǎo)體面流動(dòng)。由于結(jié)構(gòu)以z軸旋轉(zhuǎn)對(duì)稱(chēng)，因此磁場(chǎng)只有Hφ分量。考慮這種雙錐傳輸線的TEM模式(所有場(chǎng)對(duì)傳播方向?yàn)闄M向)，則電場(chǎng)將垂直于磁場(chǎng)，即電力線沿θ方向。

圖6.2.1無(wú)限雙錐天線(圖中給出了場(chǎng)分量和電流)

如圖6.2.1所示，圓錐上的總電流可以通過(guò)積分錐表面的電流密度Js求得，積分路徑為圍繞圓錐積分一周。由導(dǎo)體表面上的邊界條件可得上圓錐表面的面電流密度為

于是上圓錐上的電流為

將式(6.2.4)代入式(6.2.10)得

由式(6.2.8)和式(6.2.11)可得，對(duì)于任意r值，無(wú)限雙錐的特性阻抗為

可見(jiàn)無(wú)限雙錐的特性阻抗沿線為一常數(shù)。因?yàn)榫€上為行波，所以輸入阻抗Zin與特性阻抗相等。因此，雙錐天線的輸入阻抗也只與θh有關(guān)，阻抗頻寬也為無(wú)限寬，故雙錐天線的頻帶寬度為無(wú)限。將η≈120π代入式(6.2.12)，可得自由空間的無(wú)限雙錐天線輸入阻抗為

6.2.2有限長(zhǎng)雙錐天線

由式(6.2.6)和式(6.2.13)可知，無(wú)限雙錐天線的特性不隨頻率變化，其帶寬是無(wú)限寬的。實(shí)際應(yīng)用中的雙錐天線不可能是無(wú)限長(zhǎng)的，有限長(zhǎng)雙錐天線如圖6.2.2所示。半錐的高度為h，除了TEM主模，由于雙錐末端的反射，線上還有高次模存在。天線電抗主要是由高次模引起的，此時(shí)線上的電流分布為駐波分布，輸入阻抗不等于線的特性阻抗。

圖6.2.2有限長(zhǎng)雙錐天線

當(dāng)圖6.2.2中的半頂角θh增加時(shí)，雙錐天線的帶寬逐漸變寬，且可使輸入阻抗的電抗部分保持最小。有限長(zhǎng)雙錐天線可以獲得從單錐高度到λ/4~λ/2范圍內(nèi)的2∶1的阻抗帶寬，其寬頻帶特性也可從振子線徑增粗的角度來(lái)理解。

6.3套筒天線

對(duì)稱(chēng)振子天線的阻抗帶寬較窄，而套筒天線是單級(jí)子天線的變形，可展寬天線帶寬。套筒天線是在地面上的單極子外圍加一個(gè)管狀導(dǎo)體套筒而形成的。套筒天線的結(jié)構(gòu)如圖6.3.1(a)所示，其高度為h，套筒的高度為L(zhǎng)，在套筒外的單極子(稱(chēng)為輻射體)的高度為l;套筒的直徑為D，單極子的直徑為d。

圖6.3.1套筒單極子天線

圖6.3.1套筒單極子天線

h=λ/4和λ/2時(shí)單極子上的電流分布分別如圖6.3.1(b)和圖6.3.1(c)所示。當(dāng)h=λ/4時(shí)，饋電點(diǎn)上的電流為波腹值Im;當(dāng)h=λ/2時(shí)，饋電點(diǎn)上的電流很小。半波對(duì)稱(chēng)振子和全波對(duì)稱(chēng)振子歸算于波腹點(diǎn)電流的輻射電阻分別為73.1Ω和200Ω，相應(yīng)的在地面上的h=λ/4和h=λ/2的單極子天線的輻射電阻為其一半，分別為Rm1=36.55Ω和Rm2=100Ω。歸算于輸入端電流的輻射電阻為

當(dāng)天線的損耗很小時(shí)，天線的輸入電阻與天線的歸算于輸入端電流的輻射電阻相等，有

如圖6.3.1(a)所示，套筒天線的實(shí)際饋電點(diǎn)在饋線與單極子的連接處。由于套筒的加入，在套筒的上端形成了一個(gè)虛擬的饋電點(diǎn)，因此，套筒將單極子的饋電點(diǎn)提高了。套筒天線的輸入阻抗在至少一個(gè)倍頻中保持近似不變，在此范圍內(nèi)，天線的方向圖變化也不大。

套筒單極子天線的第一個(gè)諧振發(fā)生在單極子長(zhǎng)度h=λ/4時(shí)，在此第一諧振點(diǎn)可由天線工作頻率的低頻端來(lái)設(shè)計(jì)，因此，套筒天線的高度為h=λmax/4。l/L的值可通過(guò)實(shí)驗(yàn)得到，當(dāng)其等于2.25時(shí)，可以在4∶1的頻程中給出最佳方向圖(基本上不隨頻率變化)。套筒直徑與單極子直徑的比值D/d=3.0時(shí)，駐波比(VSWR)可做到不劣于8∶1。除了套筒單極子天線，還有套筒偶極子天線，它是在對(duì)稱(chēng)振子上加上套筒以展寬頻帶的天線。

6.4螺旋天線

螺旋天線是用金屬導(dǎo)體(導(dǎo)線或管材)做成的螺旋狀的天線，通常用同軸電纜饋電，電纜的內(nèi)導(dǎo)體和螺旋線的一端相連接，外導(dǎo)體和金屬接地板相連接。接地板可以減弱同軸線外表面的感應(yīng)電流，改善天線的輻射特性，同時(shí)又可以減弱后向輻射。螺旋天線與前述各種線天線的顯著不同是它輻射圓極化(或橢圓極化)波。

圖6.4.1螺旋天線的結(jié)構(gòu)

螺旋天線的特性取決于螺旋直徑與波長(zhǎng)的比值d/λ。隨著d/λ值由小變大，螺旋天線的最大輻射方向?qū)l(fā)生顯著的變化。當(dāng)螺旋直徑很小，d/λ<0.18時(shí)，螺旋天線在垂直于螺旋軸線的平面內(nèi)有最大輻射，并且在這個(gè)平面上會(huì)得到圓形對(duì)稱(chēng)的方向圖，如圖6.4.2(a)所示，類(lèi)似于電流元的方向圖，具有這種輻射特性的螺旋天線稱(chēng)為邊射型或法向模螺旋天線，屬于電小天線。當(dāng)d/λ=0.25~0.46時(shí)，螺旋天線在其軸線的一個(gè)方向上有最大輻射，如圖6.4.2(b)所示，這種天線稱(chēng)為端射型或軸向模螺旋天線。當(dāng)d/λ>0.46時(shí)，會(huì)獲得圓錐形的方向圖，如圖6.4.2(c)所示。

圖6.4.2螺旋天線的三種輻射狀態(tài)

6.4.2法向模螺旋天線

法向模螺旋天線的結(jié)構(gòu)如圖6.4.2(a)所示，螺旋線是空心的或繞在低耗的介質(zhì)棒上，圈的直徑可以是相等的或隨高度逐漸變小的，圈間的距離可以是等距的或變距的。法向模螺旋天線實(shí)際上是一個(gè)分布式的加載天線，在整個(gè)天線中作電感性加載。

可以將法向模螺旋天線看成是由N個(gè)合成單元組成的，每一個(gè)單元又由一個(gè)小環(huán)和一個(gè)電基本陣子構(gòu)成。由于環(huán)的直徑很小，故合成單元上的電流可以認(rèn)為是等幅同相的，如圖6.4.3所示。

圖6.4.3法向模螺旋天線一圈的等效示意圖

小環(huán)產(chǎn)生的遠(yuǎn)區(qū)電場(chǎng)只有Εφ分量，即

電基本振子的電場(chǎng)只有Eθ分量，即

因此，單個(gè)合成單元在空間所產(chǎn)生的電場(chǎng)為式(6.4.1)與式(6.4.2)之和。由式(6.4.1)和式(6.4.2)可知，Eφ和Eθ在時(shí)間上相差90°，在空間上正交，其合成電場(chǎng)將為橢圓極化波。電場(chǎng)分量比為

6.4.3軸向模螺旋天線

如圖6.4.2(b)所示，軸向模螺旋天線的結(jié)構(gòu)沿軸線方向有最大輻射，輻射場(chǎng)是圓極化波，天線導(dǎo)線上的電流按行波分布，因此其輸入阻抗等于線的特性阻抗并近似為純電阻。軸向模螺旋天線具有寬頻帶特性，其增益可達(dá)15dB左右，螺旋一圈的周長(zhǎng)接近一個(gè)波長(zhǎng)，并比螺距要大得多，因而可近似認(rèn)為它是單純由N個(gè)平面圓環(huán)為組成單元的天線陣。

下面采用圖6.4.4所示的坐標(biāo)系，先研究單個(gè)平面圓環(huán)的輻射特性。為方便起見(jiàn)，假設(shè)一圈的周長(zhǎng)等于一個(gè)波長(zhǎng)λ，則N圈的螺旋天線的總長(zhǎng)度就等于Nλ。沿線電流不斷向空間輻射，到達(dá)螺旋終端時(shí)能量就很少了，終端反射也很少，可以認(rèn)為沿線傳輸?shù)氖切胁娏?。假設(shè)在某一瞬間t1時(shí)圓環(huán)上的電流分布如圖6.4.5(a)所示，圖6.4.5(b)是將圓環(huán)展成直線后的瞬時(shí)電流分布。

圖6.4.4單個(gè)平面圓環(huán)圖6.4.5螺旋天線圓環(huán)電流分布

在平面圓環(huán)上，對(duì)稱(chēng)于x軸和y軸分布的A、B、C、D四點(diǎn)的電流都有x分量和y分量。由圖6.4.5(a)可以看出

式(6.4.7)對(duì)于任何兩個(gè)對(duì)稱(chēng)于y軸的點(diǎn)都是正確的。因此在瞬時(shí)t1，對(duì)軸向輻射有貢獻(xiàn)的只是Iy分量，且它們是同相疊加的，其輻射只有Ey分量。

圖6.4.6瞬時(shí)電流分布

把軸向模螺旋天線看成是由N個(gè)平面圓環(huán)組成的天線陣，則它的總方向圖為單個(gè)圓環(huán)的方向圖與其陣因子的乘積。其陣因子與N單元直線陣相似，即

式中，φ=kscosθ+α1，α1是相鄰兩圈間電流的相位差。

給出軸向模螺旋天線的設(shè)計(jì)實(shí)例，結(jié)構(gòu)如圖6.4.7所示，螺旋天線的工作頻率為2.5~4.0GHz，圈數(shù)為10，螺旋直徑為100mm，螺距為20mm，主極化為右旋圓極化。圖6.4.8所示為螺旋天線的電壓駐波比與頻率之間的關(guān)系曲線，可見(jiàn)其在2.5~4.0GHz頻帶內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了良好的阻抗匹配特性。圖6.4.9所示為螺旋天線在頻段內(nèi)的增益曲線，天線在頻段內(nèi)增益為11.9~13.9dB。圖6.4.10(a)~(d)分別為天線在2.5GHz、3.0GHz、

3.5GHz、4.0GHz時(shí)xOz平面和yOz平面的主極化和交叉極化方向圖。

圖6.4.7軸向模螺旋天線結(jié)構(gòu)示意圖圖6.4.8螺旋天線電壓駐波比圖6.4.9螺旋天線增益

圖6.4.10螺旋天線方向圖圖6.4.10螺旋天線方向圖

6.5對(duì)數(shù)周期天線

6.5.1對(duì)數(shù)周期天線的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)對(duì)數(shù)周期天線可分為金屬片型和導(dǎo)線型兩大類(lèi)，前者又有圓形齒和梯形齒之分，后者又有梯形和振子形等多種形式。下面主要介紹如圖6.5.1所示的對(duì)數(shù)周期振子陣天線(簡(jiǎn)稱(chēng)LPDA)，它的相關(guān)尺寸都呈現(xiàn)同一等比關(guān)系。圖6.5.1對(duì)數(shù)周期振子陣天線的結(jié)構(gòu)

6.5.2對(duì)數(shù)周期天線的工作原理

假定工作頻率為f1(λ1)時(shí)，只有第1個(gè)振子工作，其電尺寸為l1/λ1=1/4，其余振子均不工作;當(dāng)工作頻率升高到f2(λ2)時(shí)，只有第2個(gè)振子工作，其電尺寸為l2/λ2=1/4，其余振子均不工作;當(dāng)工作頻率升高到f3(λ3)時(shí)，只有第3個(gè)振子工作，其電尺寸為l3/λ3=1/4，其余振子均不工作;依次類(lèi)推，顯然，如果這些頻率能保證

6.5.3對(duì)數(shù)周期天線的饋電方法

對(duì)數(shù)周期天線的饋電點(diǎn)應(yīng)置于短振子端。在引向天線中，各振子的電流相位是按反射器、主振子(饋電振子)、引向器的次序依次滯后的。為了使對(duì)數(shù)周期振子陣天線在較短振

子的方向上獲得單向輻射特性，就必須使短振子上的電流相位滯后于長(zhǎng)振子上的電流相位，通常是采用相鄰振子交叉饋電的方式來(lái)得到的。

6.5.4對(duì)數(shù)周期天線的電特性

當(dāng)高頻能量從天線饋電點(diǎn)輸入以后，電磁能將沿集合線向前傳輸，傳輸區(qū)那些振子的電長(zhǎng)度很小，輸入端呈現(xiàn)較大的容抗，電流很小，其主要影響相當(dāng)于在集合線的對(duì)應(yīng)點(diǎn)并聯(lián)上一個(gè)個(gè)附加電容，從而改變了集合線的分布參數(shù)，增大了集合線的分布電容，使集合線的特性阻抗降低。輻射區(qū)是集合線的主要負(fù)載，由集合線送來(lái)的高頻能量幾乎被輻射區(qū)的振子全部吸收，并向空間輻射。輻射區(qū)后面的非諧振區(qū)的振子比諧振長(zhǎng)度大很多，它們能夠得到的高頻能量很小，因而能從集合線終端反射的能量也就非常小。

對(duì)數(shù)周期振子陣天線的效率較高，所以它的增益系數(shù)近似等于方向系數(shù)，即

G=ηAD≈D(6.5.4)

下面以工作頻段為2~10GHz的對(duì)數(shù)周期天線為例進(jìn)行說(shuō)明，對(duì)稱(chēng)振子數(shù)目N=18，比例因子τ=0.88，間隔因子σ=0.16，天線總長(zhǎng)度為132mm，天線的駐波比和增益隨頻率的變化分別如圖6.5.2(a)和(b)所示，其駐波比小于2，增益為6~10dB。在寬帶中典型頻點(diǎn)處的方向圖如圖6.5.3(a)~(e)所示，可見(jiàn)天線在2~10GHz的寬頻帶內(nèi)具有良好的阻抗匹配和方向圖特性。

圖6.5.2對(duì)數(shù)周期天線的駐波比和增益圖6.5.3對(duì)數(shù)周期天線的方向圖圖6.5.3對(duì)數(shù)周期天線的方向圖

圖6.5.3對(duì)數(shù)周期天線的方向圖

6.6Vivaldi天線

錐削槽天線由伸展的錐削槽線進(jìn)行輻射，其有效輻射區(qū)域隨頻率的變化而變化，理論上具有很寬的頻帶。根據(jù)錐削槽線形式的不同，錐削槽天線可分為線性錐削槽天線、等寬度錐削槽天線、費(fèi)米錐削槽天線以及指數(shù)錐削槽天線，如圖6.6.1所示，其中指數(shù)錐削槽天線也稱(chēng)為Vivaldi天線。錐削槽天線通常為與饋電巴倫集成的微帶或帶狀線印刷結(jié)構(gòu)，尺寸小，成本低，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于加工。

圖6.6.1錐削槽天線輻射臂外形

6.6.1Vivaldi天線的結(jié)構(gòu)

Vivaldi天線是由較窄矩形槽線過(guò)渡到較寬指數(shù)槽線而形成的，典型的雙面印刷Vivaldi天線結(jié)構(gòu)如圖6.6.2所示，介質(zhì)基板正面為指數(shù)漸變槽線、槽線和圓形諧振腔，背面為微帶阻抗變換結(jié)構(gòu)和扇形微帶開(kāi)路支節(jié)。天線不同頻率對(duì)應(yīng)的有效輻射區(qū)域不同，等效為不同頻率對(duì)應(yīng)的電長(zhǎng)度近似不變，故Vivaldi天線具有很寬的工作頻帶。

指數(shù)曲線方程為

式中，

圖6.6.2Vivaldi天線結(jié)構(gòu)

6.6.2寬帶巴倫的饋電結(jié)構(gòu)

圖6.6.3~圖6.6.5所示分別為微帶線、槽線和平行雙線的結(jié)構(gòu)和場(chǎng)分布圖，其中微帶線是最普遍的傳輸線，容易與有源器件集成，與微波集成電路兼容性好，微帶線中的電磁場(chǎng)不是準(zhǔn)TEM模式，而是TE－TM波混合場(chǎng)，可以使用準(zhǔn)靜態(tài)法、色散模型法和全波分析法來(lái)分析。槽線具有平衡性，它不支持TEM模，槽線傳輸?shù)氖菧?zhǔn)TM模，類(lèi)似于TE10波，主模為T(mén)E10，沒(méi)有截止頻率，作為傳輸線時(shí)需用高介電常數(shù)介質(zhì)板，作為天線則需使用低介電常數(shù)介質(zhì)板。槽線電場(chǎng)跨過(guò)槽，磁場(chǎng)則垂直于槽，可以與微波電路元件直接并聯(lián)。平行雙線是由平行的金屬帶線構(gòu)成的，可以傳輸TM模式、TE模式和TEM模式的電磁波，可以模擬波導(dǎo)傳播的基模和高次模電磁波的傳輸特性。

圖6.6.3微帶線示意圖圖6.6.4槽線示意圖圖6.6.5平行雙線示意圖

微帶線槽線巴倫可解決平衡饋電的問(wèn)題，如圖6.6.6所示，它由微帶線槽線轉(zhuǎn)換器改進(jìn)而來(lái)。微帶線槽線轉(zhuǎn)換器的微帶線需要一個(gè)短路終端，而槽線需要一個(gè)開(kāi)路終端。從90°接頭參考平面看過(guò)去，微帶開(kāi)路支節(jié)的長(zhǎng)度為λm/4，等效為短路器;而槽線短路支節(jié)的長(zhǎng)度為λs/4，等效為開(kāi)路器。其中，λm、λs分別是中心頻率處微帶線和槽線的波導(dǎo)波長(zhǎng)。

轉(zhuǎn)換器的阻抗匹配一般用如下方式計(jì)算:

圖6.6.6微帶線槽線轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)及等效電路圖

進(jìn)一步，λ/4微帶扇形支節(jié)設(shè)計(jì)和λ/4槽線圓形支節(jié)設(shè)計(jì)減少了頻率對(duì)于λ/4微帶線與槽線的依賴(lài)，這種方式可以在一定程度上延展帶寬。微帶線槽線巴倫的反射損耗和插入損耗性能可以通過(guò)仿真或測(cè)量一對(duì)背靠背轉(zhuǎn)換器來(lái)確定。圖6.6.7所示為背靠背的微帶線槽線巴倫的結(jié)構(gòu)圖，圖6.6.8和圖6.6.9分別為該巴倫的駐波比和S參數(shù)，由圖可見(jiàn):在1.5~10GHz內(nèi)駐波比小于2，反射系數(shù)小于-10dB，具有良好的寬帶性能。

圖6.6.7背靠背的微帶線槽線巴倫結(jié)構(gòu)圖圖6.6.8巴倫的駐波比圖6.6.9巴倫的S參數(shù)

6.6.3Vivaldi天線的設(shè)計(jì)

下面以工作頻段為1.5~10GHz的Vivaldi天線為例進(jìn)行設(shè)計(jì)，包括具有穩(wěn)定傳輸特性與低損耗的寬帶饋電巴倫、寬帶巴倫與天線輻射體的有效結(jié)合以及指數(shù)曲線的設(shè)計(jì)。所設(shè)計(jì)的Vivaldi天線及其巴倫結(jié)構(gòu)如圖6.6.10所示，天線印制在相對(duì)介電常數(shù)εr=2.55、厚度h=1mm的介質(zhì)基片上，槽線寬度為1.2mm，其中天線長(zhǎng)度為L(zhǎng)=248mm，寬度為W=150mm，漸變率為P=0.024。

圖6.