第四章微波混頻器和檢波器

第四章微波混頻器和檢波器主要內容肖特基勢壘二極管和檢波二極管微波混頻器工作原理微波混頻器的基本電路鏡像回收混頻器毫米波混頻及諧波混頻微波集成檢波器§4.1引言混頻器（1）利用非線性或時變元件來達到頻率變換的目的；（2）基本上采用肖特基勢壘二極管做變頻元件；（3）是微波超外差接收系統(tǒng)中必不可少的部件；

檢波器（1）利用固態(tài)器件的非線性來產(chǎn)生直流或低頻電流及電壓，用以檢測微波功率；（2）采用PN結或肖特基勢壘二極管做檢波元件；（3）是微波指示設備中最常用的部件§4.2肖特基勢壘二極管和檢波二級管肖特基勢壘二極管——金屬-半導體結(a)點接觸型(b)面接觸型（面結合型）肖特基勢壘二極管管芯結構肖特基勢壘(表面勢壘)二極管與普通PN結區(qū)別:普通PN結：1、正偏時P區(qū)的空穴擴散到N區(qū)，N區(qū)電子擴散到P區(qū)，都成為少數(shù)載流子(少子)。2、少子一面以有限速度擴散，一面逐漸與多數(shù)載流子復合，而在界面兩側有部分少子堆積起來，出現(xiàn)少子電荷儲存效應。結果：形成較大的擴散電容，限制了PN結的高頻特性。肖特基勢壘二極管：1、半導體與金屬接觸后，電子從半導體流入金屬，使半導體帶正電，金屬帶負電，在接觸面兩側形成接觸勢壘。2、正向偏壓時。金屬接電壓正端，半導體接負端，外加偏壓與勢壘極性相反，勢壘高度降低，從半導體流向金屬的電子流增大，形成從金屬流向半導體的正向電流。3、反偏時，勢壘增加，從金屬流向半導體的熱電子流很小。

結果：電流由半導體中多數(shù)載流子運動形成，基本不存在電荷儲存效應，工作頻率高，在微波頻段得到廣泛應用。肖特基勢壘二極管基本工作原理：

（1）處于不同能級狀態(tài)的電子如果獲得足夠的能量（>EF,費米能級），就會脫離原子核的束縛，逸出并形成熱電子發(fā)射；（2）N型半導體的EFs>EFM，

使M-S交界處的能帶發(fā)生彎曲，意味著電子位能由N區(qū)向金屬區(qū)逐漸升高，從而形成一個勢壘，阻擋電子從半導體流向金屬。該勢壘高度就是半導體和金屬的相對差值肖特基勢壘二極管外加電壓作用下的單向導電特性（a）加正偏置——導通(b)加反偏置——近似截止M-S結在外加電壓作用下的情況肖特基勢壘二極管的基本物理結構是M-S結，其主要物理過程以多數(shù)載流子的運動為基礎，因此被稱為“多子器件”。M-S結與PN結I-V特性比較特性肖特基結PN結工作機理多數(shù)載流子的運動少數(shù)載流子的擴散伏安特性Is與外加偏壓有關；導通電壓低；正向電流大；較強的非線性；Is與外加偏壓無關；導通電壓高；正向電流?。痪€性度較好；結電阻較小——微分電導變化陡峭，利于混頻較大結電容僅由勢壘電容決定，容值小，不存在擴散電容存在擴散電容；容值大串聯(lián)電阻較小（高導電率金屬代替了P型半導體）較大擊穿電壓較低——用于混頻、檢波較大——功率變頻/倍頻M-S結與PN結的特性比較

IS為二極管的反向飽和電流點接觸二極管與肖特基勢壘二極管點接觸管在制作時形成的是不完善的肖特基勢壘，而面接觸則形成的是完善的肖特基勢壘。不同的點接觸管在壓接時壓力可能不同，使肖特基結的直徑不同，因此性能一致性差，可靠性也差；而平面工藝使結直徑、金屬膜厚度等均能嚴格控制，因而管子性能一致性好，便于設計使用。以上兩個優(yōu)點表現(xiàn)為I-V特性中的工藝修正系數(shù)n有所不同。點接觸型n>1.4，而面接觸型n=1.05~1.1，因此非線性特性較陡。此外，面接觸型管的噪聲也有改善。肖特基勢壘二極管的結構、

等效電路與主要參數(shù)微波混頻二極管的典型封裝結構及其等效電路如圖所示

(a)面接觸型微帶式封裝結構(b)等效電路混頻二極管的封裝結構及等效電路肖特基勢壘二極管的結構、

等效電路與主要參數(shù)M-S結二極管的截止頻率較高，定義為二極管作為混頻管使用時主要參數(shù)有以下幾點：變頻損耗、噪聲溫度比、中頻阻抗等。噪聲溫度比（簡稱噪聲比）：二極管的總輸出噪聲資用功率與其等效電阻在相同溫度下熱噪聲資用功率kTB之比。若Rs很小，且Rs<<Rj，則上式簡化為：噪聲來源與晶體管相同，來源有三部分：散粒噪聲、熱噪聲和閃爍噪聲。檢波二極管檢波二極管多用PN結和肖特基勢壘二極管。因微波信號一般比較微弱，所以要求檢波二極管的靈敏度很高，檢波二極管的輸出電壓由視頻放大器放大，這樣就構成了晶體視頻接收機，其靈敏度雖低于超外差接收機，但結構簡單，也有不少重要用途。檢波管等效電路檢波二極管檢波二極管的I

V特性為

式中，IS為二極管的反向飽和電流,典型值從10-16～10-13A不等，且受勢壘高度、結面積和溫度影響；V是二極管結兩端的電壓；q是電子電荷；k是波爾茲曼常數(shù)；T是絕對溫度；n是理想因子，用來計入不可避免的結缺陷和其它熱電子發(fā)射之外的次要效應，它總是大于1的，并且應該小于1.2。檢波二極管的結電容也隨外加電壓而變化：式中，是零偏壓時的結電容；是二極管勢壘電位；是電容非線性系數(shù)，一般為0.5左右。檢波二極管的重要電參數(shù)電流靈敏度

：短路整流電流和輸入射頻功率之比，常以表示。電流靈敏度有如下表示式：采用電流靈敏度表征的缺點是它與負載關系較大，而且不能反映檢波管的噪聲性能，近來已較少采用。電壓靈敏度：檢波器有無輸入信號時，負載上電壓的變化值與輸入的信號功率之比，常以表示；有時也可在測試條件中給定輸入功率，而僅給出負載上的檢波電壓值，并以mV表示。

檢波二極管重要電參數(shù)正切靈敏度:在脈沖測試中，沒有信號時，檢波管噪聲輸出的上限與有信號時噪聲輸出的下限在同一水平線上，這時對應的信號電平就是正切靈敏度，以dBm表示。正切靈敏度這一指標由于能反映出在噪聲條件下的檢波能力，所以得到越來越多的應用。

優(yōu)質系數(shù)M：檢波二極管的優(yōu)質系數(shù)M用于比較不同二極管的質量，它包含電流靈敏度和視頻電阻，由下式表示：式中，為第一級視放輸入端的等效噪聲電阻。對于不同視放，的數(shù)值有所變化，一般可取。視頻電阻：指檢波二極管對視頻信號所呈現(xiàn)的電阻，它對于檢波器與視頻放大器的匹配設計很有用?！?.3微波混頻器工作原理非線性電阻混頻原理在肖特基勢壘二極管上加較小的直流偏壓（或零偏壓）、大信號本振功率（10mW左右）及接收的微弱信號（0.1mW級以下）。大信號+小信號+直流

二極管混頻器的原理等效電路圖

非線性電阻混頻原理假設本振與信號分別表示為

由于，因此可以認為二極管工作點隨本振電壓而變化，而在該工作點展開為泰勒級數(shù)。設二極管伏安特性用表示，則求得二極管電流的瞬時值為非線性電阻混頻原理第一項是二極管電流中的大信號成分可用傅里葉級數(shù)表示為其它各項為二極管電流中的信號成分，當很小時，僅取第二項。其中

為二極管電導。由于二極管是非線性元件，

則展成傅里葉級數(shù)其中

非線性電阻混頻原理(a)正弦本振激勵下的二極管大信號電流成分(b)時變電導波形非線性電阻混頻原理若負載采用諧振回路，選出所需中頻成分（決定于一次混頻電導與信號電壓的乘積）：

其中

當或

當因此由上述各式可知二極管電流中的小信號成分近似為:非線性電阻混頻原理混頻電流的主要頻譜（設)非線性電阻混頻原理假設本振和信號電壓分別為

則由混頻產(chǎn)生的中頻電流成分為

而在強信號下（但仍有<<），則混頻電流i可最終表示為，當或

，當

混頻器指標變頻損耗混頻器噪聲系數(shù)動態(tài)范圍工作頻率隔離度變頻損耗定義:輸入微波資用功率和加到中頻負載上的功率之比，即

或組成：(1)由于頻率變換作用產(chǎn)生的損耗；(2)由寄生參量產(chǎn)生的損耗；(3)混頻器輸入端由于阻抗不匹配產(chǎn)生的微波功率反射損耗。說明：①混頻器中所有調制產(chǎn)物所得到的總功率不大于信號所提供的信號功率，因為線性時變電阻網(wǎng)絡是無源的，不可能有變頻增益。例如：Ps=1mW,PL=10mW,則PIF<1mW。本振功率沒有有效地轉變?yōu)橹蓄l功率，而射頻信號功率轉變?yōu)橹蓄l功率時還有損耗。②如果在頻率為

n的端口上提供純電抗終端(包括開路，短路)，則在

n端口上不消耗功率，或者又將他們反射到混頻管，再參與混頻，得出附加的中頻功率，這是減小變頻消耗的有效措施?；祛l器噪聲系數(shù)混頻器中存在多個頻率，是多頻多端口網(wǎng)絡，為適應多端口網(wǎng)絡噪聲分析，噪聲系數(shù)定義改為如下形式：式中，——當系統(tǒng)輸入端噪聲在所有頻率上都是標準溫度T0=290K時，系統(tǒng)傳輸?shù)捷敵龆说目傇肼曎Y用功率；——僅由輸入噪聲所產(chǎn)生的反映到輸出端的噪聲資用功率?；祛l器噪聲系數(shù)單邊帶噪聲系數(shù)其中，Pn0是混頻器輸出端總噪聲功率，Pn0=kTm

f，Tm是混頻器等效噪聲溫度，

f為中頻放大器頻帶寬度，PnS是信號單邊帶熱噪聲，PnS=kT0

f/Lm，tm是混頻器噪聲溫度比，tm=，大多數(shù)情況下，tm

1，所以

雙邊帶噪聲系數(shù)：此時上下兩個邊帶都有噪聲輸入，因此

，按其定義有

混頻器噪聲系數(shù)混頻器-中放級聯(lián)的噪聲系數(shù)

當時，則

這是SSB情況，若是DSB，則有

混頻器噪聲系數(shù)若混頻器為鏡像短路或開路混頻器，則微波放大器輸出端雖有鏡像噪聲，卻不能通過混頻器，則該整機噪聲系數(shù)仍能應用級聯(lián)噪聲系數(shù)公式：若為鏡像匹配混頻器，且LNA為寬帶，則有

動態(tài)范圍定義：混頻器正常工作時所接收的微波信號的功率范圍。

下限：通常指信號與基噪聲電平相比擬時的功率。在不同的應用環(huán)境中，動態(tài)范圍的下限是不一樣的。

上限：受輸出中頻功率飽和所限，通常是指1dB壓縮點的微波輸入信號功率。

工作頻率混頻器的工作頻率是指滿足各項指標的頻率范圍。包括：信號工作頻帶，本振頻率范圍，中頻頻率范圍。混頻器的帶寬決定于二極管的寄生參量及組成電路的各元件的頻帶寬度。

隔離度定義：指各端口之間的隔離度，是本振或信號泄漏到其他端口的功率與原有功率之比。

包括：信號與本振間的隔離度，

信號與中頻間的隔離度，

本振與中頻間的隔離度?！?.4微波混頻器的基本電路單管混頻器單平衡混頻器雙平衡混頻器雙雙平衡寬帶混頻器單管混頻器五部分：1、功率混合電路；2、阻抗匹配電路；3、微波變阻管（非線性器件）；4、直流通路；5、濾波電路。

單平衡混頻器按加到兩管上信號和本振的相位關系分為900型和反相型兩類；——平衡混頻原理相同，但電路結構及混頻器某些指標各有特點。90°平衡電橋平衡混頻器：

較寬的頻率范圍，且在信號端口得到良好輸入匹配；180°平衡電橋平衡混頻器：

很寬的頻率范圍內得到很好的信號與本振隔離。特點：

本振噪聲均可在兩管電流中抵消；可抵消一部分組合諧波分量，提高混頻純度，改善變頻損耗。型（90°相移型）平衡混頻器變阻定向耦合器90°相移型平衡混頻器設信號和本振分別從隔離臂①②端口加入時初相位是0°；傳輸相同路徑不影響相對相位關系，則通過定向耦合器作用并注意到電路中二極管的接向后，可寫出加到二極管D1和D2上的電壓分別為90°相移型平衡混頻器可寫出二極管D1和D2在本振電壓作用下產(chǎn)生相應的時變電導分別為設，，則由上式中一次混頻電導項與二極管上信號電壓相乘，可得D1和D2產(chǎn)生的中頻電流分別為

90°相移型平衡混頻器D1和D2產(chǎn)生的中頻電流反相，而由圖可見，輸出到負載上的中頻電流為兩者相減，因此能抑制混頻產(chǎn)生的部分、無用的組合頻率成分。特點：平衡混頻器的輸入信號和本振功率都平分加到兩個混頻管，使輸入信號的動態(tài)范圍增加一倍。抵消了本振引入的噪聲。90°相移型平衡混頻器單端混頻器：實際振蕩器在輸出所需振蕩信號的同時，一定伴隨有噪聲輸出，因此，凡是和本振頻率之差落在中放帶寬內的那些噪聲頻譜分量（

L±

if）會經(jīng)過混頻而變?yōu)橹蓄l噪聲。平衡混頻器：由于本振噪聲和本振加到D1和D2兩管時的傳播路徑與本振完全相同，本振噪聲和本振總是以相同的相位關系加到兩管(自混頻)，由兩管混頻產(chǎn)生的中頻噪聲必定同相，于是輸出到負載上的中頻噪聲電流因兩者相減而抵消。替代Vs可證明D1和D2的混頻電流因此負載上輸出電流為

由上式可見，當m和n取值使此時，說明有一部分組合頻率成分被抵消而無輸出。如m=n=1，即和頻成分無輸出，本振和射頻的任何同次譜波的和頻分量都無輸出。180°相移型平衡混頻器3dB混合環(huán)混頻器

180°相移型平衡混頻器在各端口匹配的條件下，①、③為隔離端口，信號由①口輸入，從②、④口等分反相輸出?？紤]到D1和D2接向相反，而我們規(guī)定以二極管導通方向為電壓正方向，因此兩管上信號電壓相同；本振由③口輸入時，從②、④口等分同相輸出，因D1和D2接向相反而使兩管上本振電壓反相。設輸入端信號和本振的初相位為0°時，則以上關系可表示為

（4.71）（4.72）180°相移型平衡混頻器二極管D1和D2在本振作用下產(chǎn)生相應的時變電導分別為

設，，則兩管產(chǎn)生的中頻電流成分為：

180°相移型平衡混頻器以上是對應D1和D2兩管上信號同相、本振反相的情況，故稱為本振反相型平衡混頻器。它能抵消本振引入的噪聲；也能在輸出端抵消由本振偶次諧波與信號及其各次諧波混頻產(chǎn)生的組合頻率成分。若本振同相、信號反相，則稱為射頻反相型混頻器，輸出電流中被抵消的是信號偶次與本振及其各次諧波的組合頻率成分。因此，在本來就可忽略射頻諧波的小信號情況下，射頻反相型混頻器在抑制組合頻率方面的得益不如本振反相型混頻器。

180°相移型平衡混頻器采用3dB混合環(huán)的平衡混頻器在實際結構上有一個缺點：其本振（或信號）輸入端口引出線將與電路的中頻部分交叉，因此有時需將中頻部分從微帶基片的背面引出?；蛘呖梢愿臑椴捎镁哂醒娱L臂的分支線定向耦合器作為混合電路，如圖。延長臂分支線定向耦合器的混頻器

注意混合環(huán)和分支線耦合器的差別隔離問題普通分支電橋平衡混頻器：本振在兩支混頻管的反射波通過分支電橋后將在射頻端口2同相疊加，從而使隔離度變壞。圖中，以1口作本振入射波為基準經(jīng)電橋分為兩路，第一路傳到混頻管D2，再反射到端口2，如虛線路徑，共3/4λ傳播；第2路沿實線路徑經(jīng)D1反射也經(jīng)過到達端口2，兩路徑相等，兩部分反射波相疊加。隔離問題帶移相臂的分支電橋：在電橋的3口或4口增加一段移相線，使兩只混頻管對本振的反射波在射頻端口反相而相互抵消，從而改善隔離度；混頻管反射波將在本振口同相疊加,因此端口駐波比變壞。同樣射頻口駐波比也將變壞。相反，常規(guī)分支電橋的隔離度雖較差，而駐波比很好。(a)方形分支電橋(b)圓形分支電橋對隔離度有改善的混頻器結構周長g隔離問題對環(huán)形電橋混頻器：如果兩混頻管匹配不良，有反射時，由兩管反射的本振功率在信號口是反相的，只要兩管反射相等就可以抵消，因此環(huán)形電橋隔離度很好。對于端口駐波比來說，不論是射頻口還是本振口，兩管反射將疊加，因此端口駐波比較差。環(huán)形電橋混頻器周長3

g/2環(huán)形電橋和分支電橋各種結構優(yōu)缺點比較環(huán)形電橋周長大，適于微波高頻端；而分支電橋適于低頻端。當輸出口有反射時環(huán)形電橋的本振口與射頻口隔離度好。當輸出口有反射時環(huán)形電橋的端口駐波比不如分支電橋。環(huán)形電橋本振輸入端與中頻輸出端交叉，結構不易處理。雙平衡混頻器雙平衡混頻器又稱為環(huán)形管堆式混頻器，是采用4只二極管首尾相接組成環(huán)形而得名。4只混頻管的電性能指標、分布參數(shù)以及結構尺寸必須嚴格一致。雙平衡混頻器原理圖雙平衡混頻器的特點多倍頻程工作帶寬?；祛l組合分量少：雙平衡混頻器比單平衡混頻器組合諧波成分要少一半。組合諧波成分是。全部組合頻率可按奇次諧波和偶次諧波分成4類，即分支電橋：無m=n諧波；環(huán)形電橋：無m=偶次諧波；雙平衡：4類中僅剩1類雙平衡混頻器的特點隔離度好：射頻端口與本振端口的隔離度基本上取決于4管環(huán)路的平衡程度。由于采用的是管堆，理論上應該在很寬的頻帶內具有極高的隔離度。動態(tài)范圍大：由于二極管有4只，每只僅提供輸出功率的1/4，原則上應比單平混頻器動態(tài)范圍大3dB。雙平衡混頻器的輸出電流頻譜各二極管兩端電壓：

由式（1-13）：

同理：

微波巴倫設計良好的平面微帶巴倫的工作頻帶可以達到多個倍頻程。

微帶巴倫示意圖

圖4.27微帶巴倫示意圖微帶巴倫正面示意圖微帶巴倫背面示意圖雙雙平衡寬帶混頻器是實現(xiàn)信號和中頻帶寬重疊且仍能保持信號、本振和中頻端口相互隔離的唯一形式。雙雙平衡混頻器需要雙環(huán)二極管和獨立的信號、本振和中頻巴倫。X波段雙雙平衡混頻器的原理圖微帶平衡混頻器設計舉例例4.1.設計要求：①.中心頻率：3.7GHz；工作頻帶：3.5GHz～3.9GHz。②.頻帶內噪聲：F<8dB（包括70MHz前置中放的噪聲貢獻，設中放）。③.輸入駐波比，（設射頻、本振源的阻抗均為50Ω）；射頻、本振端口的隔離度大于15dB。微帶平衡混頻器設計舉例解：1.電路方案及混頻二極管選擇：（1）采用3dB變阻二分支定向耦合器作為功率混合電路

優(yōu)點：結構緊湊，有較好的射頻端口駐波比。無中頻交叉輸出；缺點：帶寬窄，隔離度不高；（2）選用的管子是Schottky勢壘混頻管，其參數(shù)如下（測試頻率為5.5GHz）：

整機噪聲系數(shù)F≤6.5dB，電壓駐波比≤2，中頻阻抗150～500Ω。（3）微帶電路的基片可選用聚四氟乙烯纖維板，，，金屬膜厚度。

微帶平衡混頻器設計舉例2.相移線和變阻定向耦合器的設計（1）相移線設計——變?yōu)榧兘M在和功率為3～4mW（約為該混頻器的最佳本振功率）的測試條件下，測得二極管對的歸一化阻抗為，輸入；經(jīng)過長度為的50Ω相移線，使復數(shù)阻抗變換為純阻，其歸一化阻值為。向源：順時針向負載：逆時針微帶平衡混頻器設計舉例（2）變阻定向耦合器該變阻定向耦合器各臂的特性阻抗如下圖所示；利用微帶理論給出的有關公式，求得各臂微帶線的寬度W1、W2、W3值，還可求出各臂的波導波長；再考慮T接頭效應進行修正后得到各臂長度l1、l2、l3值。微帶平衡混頻器設計舉例根據(jù)對該定向耦合器頻帶特性的計算機輔助分析，可取以下近似式進行修正：同樣相移線的實際長度也需考慮T接頭效應，還需扣除開路端電容效應，可近似取為

例4.1分支電橋（例題數(shù)據(jù)）例4.1分支電橋（ADS優(yōu)化結果）例4.1分支電橋的回波損耗例4.1分支電橋的隔離度例4.1分支電橋的傳輸特性微帶平衡混頻器設計舉例3．高頻短路和中頻輸出線、中頻接地線的設計（1）高頻短路：為使高頻短路塊有較寬的頻帶，可采用如圖所示的扇形結構。有公式可求出扇形根部虛線處向終端看去的阻抗。當圖中W對應50Ω微帶線時，選張角，則可算出半徑R=9.9mm時，將使在時接近為0。為在短路點焊接元件，50Ω線需延伸一小段長度。扇形短路塊微帶平衡混頻器設計舉例（2）中頻引線可以簡單地采用特性阻抗為120Ω的高阻線，算出對應微帶線寬度W=0.30mm，如果必要，可設置由高低阻抗線構成的低通濾波器。（3）中頻接地線也采用的高阻線，長度為（計算得13.96mm），終端短路（利用固定基片的螺釘），這樣在理論上對微波信號傳輸無影響。實際上在工作頻帶內總有一定影響，因此其設置不設在信號端口，而設在本振端口。微帶平衡混頻器設計舉例所設計的混頻器電路圖

§4.5鏡像回收混頻器能量回收

目的：減少變頻損耗；

途徑：對無用邊帶頻率造成短路或開路的終端條件，使其重新返回二極管參與混頻，得到新的具有同相位的中頻；鏡像回收混頻器在微波混頻時鏡頻離信頻很接近，因此當混頻器電路不采取特殊措施時，從二極管向外電路看去，對鏡頻的阻抗與對信頻的阻抗近似相等，稱為鏡像匹配混頻器。如果在電路中采取措施，使混頻器對鏡像頻率端口也造成短路條件，稱為鏡像短路混頻器。如果采取措施，使混頻器對鏡像頻率端口造成開路條件，稱為鏡像開路混頻器。對這三種鏡頻終端情況，其變頻損耗：。

濾波器式鏡像回收混頻器鏡像短路單端混頻器：電容耦合+長度≈λ鏡/2的大感抗=>串聯(lián)諧振=>二極管處短路鏡像開路平衡混頻器：λ鏡/4的平行耦合線+λ鏡/4的開路線=>二極管處開路對混頻產(chǎn)生的鏡頻能量進行回收：

要求二極管處于鏡頻短路或開路參考面；對外來鏡頻干擾產(chǎn)生抑制，無位置要求。平衡式鏡像回收混頻器內部鏡像外部鏡像干擾

si平衡式鏡像回收混頻器特點外來信號混頻出的中頻在中頻端口M處同相疊加輸出。外來鏡頻干擾或鏡頻噪聲(

i)混出的中頻(

L-

i)在中頻端口M處反相抵消，從而獲得鏡頻抑制。兩混頻器產(chǎn)生的內鏡頻即在射頻端口反相抵消，因而減少了鏡頻在信源的損耗。射頻相對于本振的位置是固定的，必須大于，即才能有中頻輸出。若射頻低于本振，即，將由于移相器作用，在中頻口無輸出。如果想要接收低于本振的信號，可將中頻移相器改接在混頻器A的輸出端，這時被抑制的將是。平衡式鏡像回收混頻器要求兩個單平衡混頻器電性能一致，如變頻損耗等一致；4支混頻二極管應嚴格一樣，如其靜態(tài)參數(shù)和駐波ρ一致；本振功率大于單平衡混頻器?；祛l器動態(tài)范圍比單平衡混頻器要大?！?.6毫米波混頻及諧波混頻觸須式金屬-半導體結二極管：結面積很小，截止頻率高，又有完善的肖特基表面勢壘，因此，用于毫米波有良好性能。但可靠性和機械強度較差，造價也較貴，一般適用于波導結構及固定裝置。梁式引線二極管：靠加厚的引線來支撐，沒有管殼；兼有截止頻率高和機械上結實的優(yōu)點，其封裝參數(shù)、大大減小，且可批量生產(chǎn)，參數(shù)重復性好，其截止頻率可達5000GHz以上。倒裝二極管：粘接處位于基材底部，截止頻率底，寄生電阻小，參數(shù)重復性好，其截止頻率可達5000GHz以上。

DMK2790毫米波集成平衡混頻器懸置微帶混頻器（正交場混頻器）

懸置微帶混頻器外形圖懸置微帶混頻器電路圖圖4.35懸置微帶混頻器本振口輸入圖4.35懸置微帶混頻器本振口輸入圖4.35懸置微帶混頻器信號口輸入圖4.35懸置微帶混頻器信號口輸入毫米波集成平衡混頻器由于此正交場混頻器對信號來說，兩個混頻管二極管串聯(lián)，呈現(xiàn)高阻抗；對中頻來說，兩管并聯(lián)，呈現(xiàn)低阻抗，因而易于在這兩個端口實現(xiàn)匹配。

懸置微帶混頻器中混頻二極管的極性接法毫米波集成平衡混頻器鰭線混頻器

鰭線混頻器電路

鰭線激勵共面線同軸線激勵共面線

圖4.37鰭線混頻器LO口輸入圖4.37鰭線混頻器LORF口輸入毫米波集成平衡混頻器另一種結構的鰭線平衡混頻器另一種結構的鰭線平衡混頻器圖4.39鰭線混頻器LO口輸入圖4.39鰭線混頻器RF口輸入諧波混頻器指將本振頻率降低為工作頻率（基波頻率）的N分之一(常用二或四)進行混頻。設計目的：降低本振頻率——毫米波段本機振蕩器的設計制作困難，成本高，且性能不穩(wěn)定；其次，為降低本振噪聲，常采用平衡混頻器，降低本振頻率使得結構尺寸增加，降低加工難度。管對式的諧波混頻電路是毫米波和亞毫米波混頻的一種較好方式。諧波混頻是把兩個混頻二極管極性相反地并聯(lián)在傳輸線上，本振頻率可以是射頻頻率的一半，或者是四分之一，即，或者。諧波混頻的變頻特性如圖所示，本振和信號都加在電路兩端，兩只混頻二極管極性相反地并聯(lián)在傳輸線上，偏壓為零，單個肖特基二極管的電流特性：管對的總電流：外加本振電壓是所以，可得

式中，系數(shù)是n階第一類變型Bessel函數(shù)，即由此可見，由于電流i是奇函數(shù)，展開式中沒有偶次項，管對的混頻電導是

由于電導g是偶函數(shù)，其傅氏展開式中沒有奇次項：諧波混頻的變頻特性管對的大信號非線性特性可歸納為：（1）加本振后的管對電流只有奇次諧波，沒有偶次諧波，沒有直流分量。（2）混頻電導只有偶次諧波，沒有奇次諧波。（3）電流和電導的各次諧波幅度都比單管時大一倍。如果在已加本振的混頻管上，再加一個小的射頻電壓：則混頻后的小信號混頻電流是諧波混頻的變頻特性管對的混頻特性是：（1）混頻電流諧波中只存在m為偶數(shù)的項，沒有基波混頻，也沒有三次諧波混頻項。諧波成分比單管混頻少了一半。（2）電流諧波中沒有m為奇數(shù)的項，這些m為奇數(shù)的電流諧波僅存在于兩管的環(huán)路中。當本振電壓足夠大時，諧波混頻器可以獲得較低的變頻損耗；而采用較好的混頻管時，可獲得與基波混頻相差無幾的效果。諧波混頻的噪聲特性本振噪聲的抑制是混頻器的重要問題之一基波平衡混頻器：可有效抑制本振噪聲產(chǎn)生的基波混頻信號（中頻噪聲）；管對式諧波混頻器：只有在本振噪聲才能混頻成中頻噪聲輸出。但這部分的噪聲強度已大大減弱，這是因為振蕩器噪聲通常是以6dB/倍頻程的斜率減弱。故諧波混頻器的噪聲與平衡混頻器具有同等量級。諧波混頻器電路諧波混頻器電路

圖4.42諧波混頻器LO口輸入圖4.42諧波混頻器LO口輸入圖4.42諧波混頻器RF口輸入圖4.42諧波混頻器RF口輸入§4.7微波集成檢波器檢波器的工作原理

：檢波器是利用某些固態(tài)器件的非線性特性產(chǎn)生直流或低頻電流及電壓，用以檢測微波功率。典型微波檢波器原理圖

檢波器的工作原理當外加一小的交流電壓時，檢波二極管的I-V特性可用泰勒展開式表示為

式中，是直流偏壓；是直流或平均偏流；是二極管結兩端的交流電壓。當，且高于二階的項可忽略不計時，有

式中，是載波頻率；是載波電壓幅度。

檢波器的工作原理二極管電流包含由外加偏壓引起的直流項、項以及由下式給出的二階整流項：該項由一個直流分量和一個高頻分量組成，它們正比于輸入信號的電壓平方值，即功率,而直流分量大小通過定標即可表征微波信號功率大小。以上分析的是單純的正弦信號，推而廣之，檢波器是用來提供包含輸入信號的“信息”的一個輸出信號，即包含信號的幅度或幅度的變化。就一般情況而言，考慮由下式給出的調幅輸入信號：檢波器的工作原理式中，是瞬時信號電壓，是載波頻率，是載波電壓幅度，是調制信號頻率，是調制指數(shù)，一般為0～1。檢波器的工作原理輸入信號頻譜

輸出信號頻譜

檢波器的工作原理

表4-1輸出信號分量和相對幅度頻率相對幅度±±2

檢波器主要技術指標電流靈敏度：式中，是檢波器輸出端為短路時的檢波電流；是加在二極管上的微波信號功率。

根據(jù)定義，檢波器電流靈敏度，又稱短路電流靈敏度，其表達式如下式所示，單位為A/W。檢波器主要技術指標電壓靈敏度：，單位是

式中，是檢波負載電阻上的電壓；是加在二極管上的微波信號功率。當負載電阻近似為無限大時的開路電壓靈敏度為當負載不是無限大時，實際電壓靈敏度是當時，電壓靈敏度近似為

檢波器主要技術指標視頻電阻：二極管對低頻信號，即檢波器輸出的視頻信號所呈現(xiàn)的阻抗。當把二極管作為檢波器使用時，視頻電阻就是后級放大器輸入阻抗的設計依據(jù)。應使后級視頻放大器輸入端與檢波器視頻電阻呈現(xiàn)最佳匹配。在較低的視頻情況下，二極管視頻電阻可以近似為，常用的檢波二極管視頻電阻在零偏置附近時大約是1～3。優(yōu)質因數(shù)：反映探測接收機的靈敏度與噪聲特性的參數(shù)。檢波器的優(yōu)質因數(shù)或稱Q值定義為式中，是電壓靈敏度；是電流靈敏度；是檢波管視頻電阻；是檢波器后級放大器的等效噪聲電阻。或者寫成

檢波器主要技術指標最小可檢測功率：由于檢波二極管的噪聲（包括電阻熱噪聲、電流散彈噪聲和閃爍噪聲），使檢波器可檢測的最小信號受到限制。當被檢測信號輸出電壓等于二極管噪聲等效電壓時，檢波器輸入端的被測信號功率就是最小可檢測功率。可見最小可檢測功率主要取決于檢波器的優(yōu)質因數(shù)和工作帶寬