電信模擬信號的數(shù)字傳輸

1第七章模擬信號的數(shù)字傳輸7.1引言7.2抽樣定理7.3脈沖振幅調(diào)制7.4模擬信號的量化7.5脈沖編碼調(diào)制7.6增量調(diào)制27.1引言

模擬信號的數(shù)字傳輸,從通信中的調(diào)制概念來看,可以認為是模擬信號調(diào)制脈沖序列,載波是脈沖序列PAMPulseAmplitudeModulationPDMPulseDurationModulationPPMPulsePositionModulationPCMPulseCodeModulation37.2抽樣定理一個頻帶限制在（0，fH）內(nèi)，時間連續(xù)信號m（t），如果以不大于1/2fH秒的間隔對它進行等間隔抽樣，則m（t）將被所得到的抽樣值完全確定。帶通抽樣定理信號頻譜范圍fL~fH

抽樣頻率fS應(yīng)滿足fS=2B（1+k/n）

B=fH

–fLn<

fH/B的最大整數(shù)

k=

fH/B–n0≤k<14fS=2B（1+k/n）fL0→BfHB→2Bn=1fLB→2BfH2B→3Bn=2…帶通信號的抽樣頻率在2B至4B間變動5例若fH=3B按低通抽樣定理,則要求

fS≥6B若fS=2B,怎樣?帶通抽樣定理在頻域上的理解以fs=2B抽樣,抽樣后,各段頻譜之間不會發(fā)生混疊,采用帶通濾波器,仍可無失真地恢復(fù)原始信號6若fH=nB+kB0<k<1即fH

不再是B的整數(shù)倍.fS=2B,n=5,k≠0情形:若要使頻譜無混疊，則必須使7推廣到一般情況于是得87.3脈沖振幅調(diào)制（PAM）

PulseAmplitudeModulation脈沖振幅調(diào)制，即脈沖載波的幅度隨基帶信號變化的一種調(diào)制方式。已抽樣信號的脈沖頂部隨m（t）變化—

曲頂脈沖調(diào)幅（自然抽樣）平頂脈沖調(diào)幅9×脈沖形成電路平頂抽樣信號的產(chǎn)生10平頂抽樣的PAM頻譜是由加權(quán)后的周期性重復(fù)的組成。

是的函數(shù)，不是常數(shù)，所以采用低通濾波器不能直接從中濾出所需基帶信號。

1/H(ω)低通平頂抽樣時PAM信號的解調(diào)方框圖117.4模擬信號的量化

量化是將取值連續(xù)的抽樣變成取值離散的抽樣量化區(qū)間端點量化電平12

量化信號與m(原信號)的近似程度用信號,量化噪聲功率比衡量137.4.1均勻量化

把輸入信號的取值域按等距離分割的量化在均勻量化中,每個量化區(qū)間的量化電平取在各區(qū)間的中點.輸入信號的最小值a,最大值b,量化電平數(shù)M量化間隔(量化臺階)量化器輸出第i個量化區(qū)間的終點第i個量化區(qū)間的量化電平14量化噪聲功率均勻量化時,量化噪聲的均方根值固定不變,當m(t)較小時,則信號量化噪聲功率比就很小.滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態(tài)范圍.均勻量化時的信號動態(tài)范圍將受到較大限制157.4.2非均勻量化根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔，對信號取值小的區(qū)間，量化間隔Δv也小，反之，量化間隔就大，因此，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號抽樣值成比例，改善了小信號時量化信噪比。實現(xiàn)方法：抽樣值先壓縮，再均勻量化

y=f（x）f—

非線性變換接收端x=f-1（y）采用擴張器恢復(fù)x161.μ壓縮律x，y歸一化壓縮器輸入、輸出電壓

μ壓擴參數(shù)當量化級劃分較多時，每一量化級中的壓縮特性曲線均可看成直線。量化誤差1718當μ>1時,是壓縮后量化級精度提高的倍數(shù),也就是非均勻量化對均勻的信噪比改善程度當μ=100小信號x→0[Q]dB=26.7dB

大信號x=1[Q]dB=-13.3dB1910203040-10-20-30-40-50x(dB)S/N(dB)采用壓擴提高了小信號的信噪比,從而相當于擴大了輸入信號的動態(tài)范圍有無壓擴的比較曲線202A壓縮律217.5脈沖編碼調(diào)制

常用的二進制碼有自然二進碼和折疊二進碼兩種樣值脈沖極性

自然二進碼折疊二進碼量化級

1111111115

正1110111014

…

…100010008011100007

負011000016

…

…00000111022從話音信號的可懂度來說,3~4位非線性編碼即可,7~8位通信質(zhì)量比較好.碼位的安排:

在逐次比較型編碼中極性碼段落碼段內(nèi)碼

C1C2C3C4C5C6C7C8非均勻量化16×8=128個量化級相當于均勻量化的11位16×[1+1+2+4+8+16+32+64]=2048

23P209圖7-21

三個權(quán)值電流與樣值進行三次比較,可以確定段落碼C2C3C424為了進一步?jīng)Q定段內(nèi)碼,必須了解段落的起始電平和非均勻量化的量化臺階大段號12345678量化單位數(shù)Δ′11248163264起始電平0163264128256512102425例：設(shè)輸入信號抽樣值為+1270個量化單位，采用逐次比較型編碼將它按照13折線A律特性編碼8位碼。確定極性碼C1

抽樣值為正，C1=1確定段落碼C2C3C4

Is>IW1=128C2=1Is>IW2=512C3=1Is>IW3=1024C4=1確定段內(nèi)碼

IW4=1024+8Δ′=1536>ISC5=026IW5=1024+4Δ′=1280>ISC6=0

IW6=1024+2Δ′=1152<ISC7=1

IW7=1152+Δ′=1216<ISC8=1量化誤差1270-1216=54個量化單位7位非線性碼為1110011對應(yīng)11位線性碼為1216個量化單位對應(yīng)的二進制碼1001100000027思考一模擬信號被抽樣,量化編碼為PCM信號,量化電平級數(shù)為128,且另加1bit作為碼字的同步碼.該PCM信號在滾降系數(shù)α=1,帶寬B=24KHz的信道中傳輸.試求:

通過信道碼元傳輸速率.模擬信號的最高頻率是多少?解1.2.28PCM系統(tǒng)的抗噪聲抽樣量化編碼信道譯碼低通干擾輸出信號量化噪聲加性噪聲29系統(tǒng)輸出端總信噪比定義為

30

接收端大信噪比即

接收端小信噪比即

317.6增量調(diào)制（ΔM或DM）原理△M可視為PCM的特例，它只用一位編碼，表示抽樣時刻波形的變化趨向△M獲得應(yīng)用的主要原因在比特率較低時，△M量化信噪比高于PCM△M的抗誤碼性能好△M的編譯碼器比PCM簡單32相減器判決器+檢測器積分器低通本地譯碼器脈沖源給定抽樣時刻反之33本地譯碼器信號應(yīng)十分接近于前一時刻的抽樣值這一位碼反映了相鄰二抽樣值的近似差值，即增量?！痢痢?4當信號頻率過高，或者說信號斜率陡變時，會出現(xiàn)本地譯碼器信號跟不上信號變化的現(xiàn)象，稱為“過載”在給定量化間隔（也稱量階）σ的情況下，能跟蹤最大斜率為35△M系統(tǒng)中的量化噪聲

在不過載的情況下，△M的量化噪聲為

在（-σ，+σ）上均勻分布假定量化噪聲功率譜在（0，fs）頻帶內(nèi)均勻分布36在收端經(jīng)低通（截止頻率為fm）輸出的量化噪聲為設(shè)輸入信號為了不發(fā)生過載臨界的過載振幅37在臨界條件下，系統(tǒng)將有最大的信號功率輸出用dB表示9dB/倍頻程-6dB/倍頻程38PCM和△M的性能比較無誤碼（或誤碼率極低）PCM△M39相同的信道帶寬（相同的信道傳輸速率）fb對于△M

fS=

fb

對于PCMfb=2Nfm

取fK=1000Hzfm=3000Hz△M△M

PCMN

440例：

設(shè)調(diào)制信號f（t）限帶為5KHz，擬用圖a所示周期為

的三角形序列g(shù)（t）與之相乘，然后通過圖b所示的中心頻率為

的理想帶通濾波器，得到輸出波形為：

試根據(jù)本題條件確定常數(shù)A的值。41H（f）1g(t)1圖a圖b-10-0.250.2510t(μs)10KHz

-f0f0f42解：τ=0.25μsT=10μs

Ω=2π/T=2π×105單個三角形脈沖43當n=±1時,可通過理想帶通濾波器Ω=ω0∴∴9、春去春又回，新桃換舊符。在那桃花盛開的地方，在這醉人芬芳的季節(jié)，愿你生活像春天一樣陽光，心情像桃花一樣美麗，日子像桃子一樣甜蜜。3月-253月-25Tuesday,March4,202510、人的志向通常和他們的能力成正比例。17:24:1417:24:1417:243/4/20255:24:14PM11、夫?qū)W須志也，才須學(xué)也，非學(xué)無以廣才，非志無以成學(xué)。3月-2517:24:1417:24Mar-2504-Mar-2512、越是無能的人，越喜歡挑剔別人的錯兒。17:24:1417:24: