《模塊化多通道電平開關(guān)變換器控制方法研究》20000字

MMC研究背景與意義以及研究現(xiàn)狀和發(fā)展1.1研究背景和意義伴隨著我國工業(yè)化城市的發(fā)展和人民群眾生活水平質(zhì)量的不斷提高,缺乏清潔能源、溫室效應(yīng)及污染環(huán)境等一些問題愈演愈烈,化石燃料能源的開發(fā)和利用方式被過分地依賴,人類的健康生存與社會發(fā)展已被其他地區(qū)所嚴(yán)重威脅。所以未來電力系統(tǒng)技術(shù)的發(fā)展趨勢是逐漸偏移到以太陽能、風(fēng)力發(fā)電等為代表的可再生能源。由于新一代能源發(fā)電工藝具有較大的隨機性、間歇性以及較好地遠(yuǎn)離負(fù)載中心的特征,導(dǎo)致可再生能源無法高比例接入電網(wǎng)。分布式直流電源轉(zhuǎn)換系統(tǒng)被廣泛稱為以直流電壓轉(zhuǎn)換來源型輸電轉(zhuǎn)換器(voltagesourceconverter-highvoltagedirectcurrent,vsc-hvdc)電壓作為技術(shù)基礎(chǔ)的一種高壓直流電源輸電轉(zhuǎn)換系統(tǒng)。經(jīng)濟的方式接入電網(wǎng)。因此可再生能源發(fā)電靈活接入電力系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一是高壓直流輸電系統(tǒng)。1954年,全球首條商務(wù)化運行的直流輸電設(shè)備項目是在瑞士當(dāng)?shù)乇就僚c哥特蘭島之間修建的一條高壓直流輸電設(shè)備線路。通過依靠交流電網(wǎng)傳統(tǒng)的hvdc輸電系統(tǒng)可以實現(xiàn)換相,所以hvdc輸電系統(tǒng)也被稱為以交流電網(wǎng)幻想變換器為主要技術(shù)基礎(chǔ)的直流(linecommutatedconverter-highvoltagedirectcurrent,LCC-HVDC)輸電系統(tǒng)。直流輸電的發(fā)展因為HVDC輸電系統(tǒng)對無功功率的控制能力較弱需要額外把無功補償加入且易發(fā)生換相失敗等問題也被限制。1990年,采用全控型功率器件構(gòu)成的電壓源型高壓直流(VSC-HVDC)輸電系統(tǒng)被來自加拿大UniversityofMcGill的Boon-TeckOoi教授首次提出[1]。VSC-HVDC系統(tǒng)把傳輸成本降低,使整個電網(wǎng)穩(wěn)定性被改善并且復(fù)雜互聯(lián)電力系統(tǒng)的可靠性也被提高了。電力電子器件的耐壓水平使其遠(yuǎn)無法滿足高壓直流輸電的需求,而模塊化多電平變換器(MMC)的出現(xiàn)把傳統(tǒng)電壓源型變換器不足的問題有效解決了[2]。開關(guān)器件所需要承受的等效電壓和應(yīng)力由于mmc模塊化結(jié)構(gòu)設(shè)計被大大降低,同時因為每個子模塊中的一個開關(guān)器件都是運行在較低的開關(guān)頻率所以便能夠在交流側(cè)取得較高的等效開關(guān)頻率,變換器的損耗被大大減小,并且因其在多電平上輸出的諧波含量比普通開關(guān)的正弦波少,使其被高壓大功率場合適用。1.2MMC的發(fā)展現(xiàn)狀目前,世界上已經(jīng)全部開始進(jìn)入投運的a-mmc-hvdc機電工程如下圖表1-1所示。2011年,西門子正式宣布開始對外投運作為全球首項a-mmc-hvdc隧道工程之一的即美國加州跨大洋海灣隧道工程(transbay海灣工程),MMC由此被正式運用工程實際。MMC變換器中子模塊被ABB公司與壓接技術(shù)相結(jié)合來研制了級聯(lián)兩電平變換器(CacadedTwo-LevelConverter,CTLC),其基本原理仍為MMC電路,單個模塊耐壓等級因耐壓接技術(shù)被成倍提高。多條柔性直流輸電工程基于CTLC被ABB公司建設(shè)[3]。2011年,上海南匯風(fēng)電場項目正式投運,該項目直流側(cè)電壓士30kV、系統(tǒng)額定功率為18MW,主要被用于南匯風(fēng)電場的并網(wǎng),這是亞洲首條MMC-HVDC工程。隨后,2014年,浙江舟山一座多端柔性直流示范工程在中國開工并正式投運,它已經(jīng)成功把整個海島之間實現(xiàn)了互聯(lián)網(wǎng)絡(luò),這也使得它成為世界上段數(shù)最多的一座高端柔性直流輸電工程。2018年,由中央和國家電網(wǎng)共同建設(shè)的張北四端張北柔性直流示范工程正式投運,其中輸送側(cè)供電容量3000mw,直流側(cè)供電壓力等級控制為土500kv,該示范工程已經(jīng)被譽為世界上第一例直流電網(wǎng)工程[4]。表1-1部分在建或已投運MMC-HVDC工程投入時間工程容量(MW)直流電壓(kV)建設(shè)目的2010TransBayCableProject(SIEMENS)400±200海上風(fēng)電并網(wǎng)2011上海南匯柔性直流輸電示范工程(國家電網(wǎng))18±30風(fēng)電場并網(wǎng)2013南澳多段柔性直流輸電示范工程(南方電網(wǎng))200±160海上風(fēng)電并網(wǎng)2014INELFE(SIEMENS)2000±320電網(wǎng)互聯(lián)黑啟動2014InterconnectionsPoles4(ABB)700±500電網(wǎng)互聯(lián)2014Sylwinl(SIEMENS)SkagerrakHVDC864±320離岸風(fēng)電并網(wǎng)2014舟山多段柔性直流輸電重大科技示范工程(國家電網(wǎng))1000±200島嶼電網(wǎng)互聯(lián)2015廈門柔性直流輸電科技示范工程(國家電網(wǎng))1000±320大城市供電2015BorWinl(ABB)400±150離岸風(fēng)電并網(wǎng)2015NordBalt(ABB)700±300電網(wǎng)互聯(lián)2017渝鄂柔直背靠背聯(lián)網(wǎng)工程(國家電網(wǎng))1000±350電網(wǎng)互聯(lián).2018CaithnessMorayHVDCLink(ABB)1200±320電網(wǎng)互聯(lián)2018張北直流電網(wǎng)工程(國家電網(wǎng))3000±500電網(wǎng)互聯(lián)

大城市供電ULTRANET(SIEMENS)2000±380電網(wǎng)互聯(lián)MMC為國內(nèi)外的柔性直流輸電工程發(fā)展新的機遇，更大容量，更高電壓也逐步成為柔性直流輸電的發(fā)展方向。除此之外在新能源并網(wǎng)、交流電網(wǎng)互聯(lián)、直流輸電工程、改善電能質(zhì)量和交流電網(wǎng)互聯(lián)中MMC都發(fā)揮了巨大作用。1.3MMC關(guān)鍵技術(shù)研究現(xiàn)狀現(xiàn)今,海內(nèi)外正在積極進(jìn)行基于mmc的主要電容調(diào)節(jié)交流電壓驅(qū)動控制單元技術(shù)的基本研究應(yīng)用工作,基本研究內(nèi)容主要包括:mmc子單元模塊的基本結(jié)構(gòu)、調(diào)節(jié)電壓策略、子單元模塊的應(yīng)用電容預(yù)充電驅(qū)動控制、子單元模塊的應(yīng)用電容調(diào)節(jié)電壓均衡驅(qū)動控制、環(huán)流控制以及子模塊故障診斷及容錯控制等。接下來會把MMC每項重要控制技術(shù)的研究現(xiàn)狀進(jìn)行簡單介紹。1)MMC子模塊結(jié)構(gòu)子模塊是作為mmc拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的一個基礎(chǔ)和功率單元,mmc的輸出性能與mmc拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的一個基礎(chǔ)和功率單元-子模塊直接密切相關(guān)。所以,mmc出現(xiàn)后,許多專家和學(xué)者對mmc的子模塊結(jié)構(gòu)方法進(jìn)行了進(jìn)一步的探索,并且在經(jīng)典子模塊結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)之上,研究出很多被改造的子模塊結(jié)構(gòu)。如今我們所需深入研究的多個mmc子容器模塊組合結(jié)構(gòu)主要包括:基本的多個橋接方式子容器模塊組合結(jié)構(gòu)、直接并行串聯(lián)的多個低電壓水平子容器模塊組合結(jié)構(gòu)、多個高電壓水平子容器模塊和多個箝位器類型子集的模塊組合結(jié)構(gòu)[5]。2)調(diào)制策略調(diào)制戰(zhàn)略影響著各個變換器工作狀態(tài)及其輸出特點,它們都是mmc的重要關(guān)鍵技術(shù)。多電平變換器具備多種調(diào)制的策略,如空間向量調(diào)制、多載波調(diào)制以及階梯波調(diào)制。每種調(diào)制策略都可以用來作為mmc的調(diào)制策略,但是不同調(diào)制策略使用時會有限制要求?？臻g寬度向量直流脈沖磁場寬度基準(zhǔn)調(diào)制設(shè)計策略(spacevectorpulsewidthmodulation,svpwm)就是從直流電動機的性能特點和使用角度上來考慮問題出發(fā),以三相高頻正弦直流電壓器提供給直流電動機并在進(jìn)行高頻直流配電時所根據(jù)需要調(diào)制產(chǎn)生的一個寬度圓形旋轉(zhuǎn)磁場寬度作為進(jìn)行調(diào)制的寬度基準(zhǔn),通過控制逆變器在不同的功率開關(guān)管在運行時的狀態(tài)下所根據(jù)需要調(diào)制形成的一個旋轉(zhuǎn)磁場寬度來直接進(jìn)行調(diào)制逼近一個圓形的旋轉(zhuǎn)磁場,根據(jù)二者之間進(jìn)行寬度比較的調(diào)制結(jié)果也就可以直接決定一個小型逆變器采用功率調(diào)制開關(guān)二極管的如何啟動和功率開關(guān)管在運行時的狀態(tài),生成所調(diào)制需要的空間pwm向量脈沖[6]。該調(diào)制策略的優(yōu)點是逆變器的直流電壓利用率高且容易編程實現(xiàn);缺點是不適合應(yīng)用于輸出電平數(shù)目較多的場合,一般不超過五電平。同時,如果當(dāng)MMC為單相系統(tǒng)時,該調(diào)制策略則無法使用。多載波脈沖調(diào)制器的策略主要概念是通過雙相帶極性的pspwm載波調(diào)制器的策略進(jìn)一步簡化擴展而來,主要包括有單個載波上的移動單相上的脈沖載波寬度頻率調(diào)制(carrierphaseshiftedpulsewidthmodulation,cps-pwm)和多個載波上的層疊移相脈沖載波寬度頻率調(diào)制(carrierstackedpulsewidthmodulation,CS-PWM)。CPS-PWM所有載波在水平位置均勻分布,相鄰載波相位差相等,共用同一路調(diào)制波。CS-PWM所有載波在垂直位置均勻分布,相鄰載波相位相同或相反,共用同一路調(diào)制波。cps-pwm等效開關(guān)頻率比較高,輸出波形性能相對較好,但是開關(guān)損耗比較大,當(dāng)mmc每個橋臂上的子模塊數(shù)量比較多時,基于這種調(diào)制策略下的子模塊進(jìn)行電容與電壓均衡的控制就會比較麻煩,參數(shù)整定比較困難。CS-PWM實現(xiàn)相對比較簡單,等效開關(guān)頻率即自身功率開關(guān)管的開關(guān)頻率,直接應(yīng)用于MMC時,MMC子模塊電容電壓自均衡困難,必須立刻進(jìn)行均壓控制[7]。階梯波調(diào)制也被稱為最近電平逼近調(diào)制(nearestlevelmodulation,nlm),是通過一個階梯波函數(shù)來逐步逼近其中需要的一個正弦波。該方法采用的調(diào)制策略子模塊的開關(guān)頻率比較低,開關(guān)功率損耗比較小,但不太適合廣泛應(yīng)用于mmc橋臂上子模塊數(shù)量少的情況,如果子模塊數(shù)量少,則mmc輸出性能就會很差,輸出的波形中也會含有大量的諧波。因此,該調(diào)制策略通常用于每個橋臂級聯(lián)有數(shù)十個甚至數(shù)百個子模塊的HVDC工程應(yīng)用[8]。1.4本文主要工作本文主要是針對單相模塊化多電平變換器的環(huán)流控制技術(shù)和方法進(jìn)行了研究,主要內(nèi)容包括mmc的研究發(fā)展現(xiàn)狀、調(diào)節(jié)策略、子模塊電容預(yù)充電的控制技術(shù)、子模塊電容電壓均衡控制技術(shù)、環(huán)流控制方法以及實驗平臺設(shè)計等相關(guān)內(nèi)容。為了更加詳盡地闡述MMC的控制方法,則對每章節(jié)內(nèi)容作如下安排:第1章首先概述多電平變換器研究的背景及意義，然后簡單介紹一下國內(nèi)外投運應(yīng)用MMC的工程，最后介紹模塊化多電平變換器的研究現(xiàn)狀以及相關(guān)控制方法的研究進(jìn)展。第2章主要是對單相模塊化多電平變換器的工作原理與調(diào)制策略進(jìn)行研究。首先詳細(xì)介紹MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并結(jié)合其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)詳細(xì)說明MMC的工作原理以及推導(dǎo)MMC的數(shù)學(xué)模型。第3章主要分析說明多電平變換器調(diào)制策略的原理，之后詳細(xì)分析應(yīng)用于MMC的調(diào)制策略以及實現(xiàn)方法。第4章正在進(jìn)行的功率電路設(shè)計與應(yīng)用模塊化主控制電路、輔助控制器電路、采樣調(diào)理電路、PWM光纖傳輸電路以及總線接口電路等組成的控制系統(tǒng)。第5章是仿真分析。通過仿真和實驗驗證本文所研究的MMC調(diào)制方法的有效性。第6章主要內(nèi)容是對自己在本文工作中的一些做法和實際工作中的情況重點進(jìn)行了分析總結(jié)。2單相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理2.1單相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由于兩種三相驅(qū)動mmc輪的工作時間均具有良好的運動對稱性,且每相上、下一個驅(qū)動橋臂的整體工作運動原理相同,同時每相可獨立控制,因此,本文選擇將單相MMC作為研究對象。單相交流模塊化多交流電平穩(wěn)壓變換器的電路拓?fù)浠窘Y(jié)構(gòu)如電路圖2-1所示,其電路拓?fù)溆缮?、下兩個交流橋臂穩(wěn)壓電感組成連接電路組成,-般每個交流橋臂穩(wěn)壓電感都可以包含一組n或一個子電路模塊和一個交流橋臂穩(wěn)壓電感,交流信號輸入的一端可作為s/rl交流負(fù)載。MMC的橋臂電感可用于控制MMC系統(tǒng)環(huán)流,同時在系統(tǒng)發(fā)生短路時用于抑制短路所引起的過電流以及過電流上升率,進(jìn)而避免損壞MMC子模塊[9]。MMC每個橋臂上子模塊的數(shù)量越多,則交流側(cè)輸出的電壓電平數(shù)目越多,進(jìn)而交流側(cè)的輸出結(jié)果更加接近正弦波。根據(jù)目前的技術(shù)研究進(jìn)展,常用的子結(jié)構(gòu)模塊主體結(jié)構(gòu)主要有全梁雙橋半梁式子結(jié)構(gòu)模塊和全梁半橋式子結(jié)構(gòu)模塊,本文以子橋式模塊結(jié)構(gòu)作為主要的半梁全橋式主體結(jié)構(gòu)模塊進(jìn)行了深入研究,其具體結(jié)構(gòu)由兩個開關(guān)管VT1、VT2串聯(lián),同時各自并聯(lián)一-一個電力二極管VD1、VD2,之后再并聯(lián)一個大電容C組成。圖2-1單相模塊化多電平變換器拓?fù)?.2單相MMC的工作原理子模塊是mmc拓?fù)渲匾慕M成部分,而子模塊中各種功率開關(guān)元件的啟動和開關(guān)運行狀態(tài)也就決定著子模塊的運行模式,進(jìn)而決定MMC的運行狀態(tài)。根據(jù)子模塊中各種功率投入式開關(guān)元件的啟動和開關(guān)運行狀態(tài),可以把子模塊中各種工作狀態(tài)大致劃分為三種,分別是投入式狀態(tài)、切除式狀態(tài)和閉鎖狀態(tài)。閉鎖狀態(tài)只有當(dāng)MMC系統(tǒng)出現(xiàn)故障時才會出現(xiàn),此目的是為了保護MMC主電路不因系統(tǒng)故障而損壞[10]。根據(jù)各種流入和流出子模塊的電流運行方向不同,則我們可將mmc子模塊的各種工作狀態(tài)大致劃分為兩種主要工作模式,因此,mmc子模塊一般共有六種主要工作模式,如圖2-2所示。規(guī)定當(dāng)一個橋臂的電流由子模塊a端口進(jìn)行流入,b端口在此情況下流出,iarm>0;橋臂的電流由子模塊b端口進(jìn)行,a端口在b端口中流出時,i例如,當(dāng)子模塊工作在一個投入的狀態(tài),即vt1開關(guān)管自動打開、vt2開關(guān)管自動打閉時,且iarm例如,當(dāng)子模塊在一個投入的狀態(tài),即vt1開關(guān)管打啟、vt2開關(guān)管閉合或打斷時,且iarm當(dāng)子模塊工作在切除狀態(tài),即VT1開關(guān)管關(guān)斷、VT2開關(guān)管開通時,且iarm例如,當(dāng)子模塊兩個端口工作在一個被切除的狀態(tài),即vt1開關(guān)管被打斷、vt2開關(guān)管被打通時,且iarm例如,當(dāng)子電器模塊的兩個工作狀態(tài)處于一個閉鎖的工作狀態(tài),即每當(dāng)vt1開關(guān)關(guān)閉二極管自動連續(xù)關(guān)斷、vt2開關(guān)關(guān)閉三極器導(dǎo)管自動連續(xù)關(guān)斷時,且iarm例如,當(dāng)子模塊的電容器工作于一個完全閉鎖的狀態(tài),即vt1開關(guān)管與電容器的關(guān)斷、vt2開關(guān)管與電容器的關(guān)斷相連時,且iarm模式1模式2(a)投入狀態(tài)模式3模式4(b)切除狀態(tài)模式5模式6(c)閉鎖狀態(tài)圖2-2MMC子模塊的工作模式從上述MMC子模塊的工作模式可知,子模塊兩個端口之間的電壓UAB只有Uc和0兩個電平。當(dāng)子模塊正常工作時,開關(guān)側(cè)的電源管vt1和電源管vt2互補導(dǎo)通,此時通過控制電源的子模塊將電源工作于一個投入或者是切除的狀態(tài),可以實現(xiàn)使交流側(cè)輸出相電壓轉(zhuǎn)換為多電平[11]。一般控制每相上、下橋臂中所有工作在一個投入狀態(tài)的子模塊數(shù)量之和應(yīng)當(dāng)?shù)扔诿恳粋€橋臂中的子模塊數(shù)量,即mmc正常運行時,每相上、下橋臂中所有工作在一個投入狀態(tài)的子模塊數(shù)量都應(yīng)滿足:Np_on+Nn_on=N(2-1)其中，N為每個橋臂上子模塊的數(shù)量，Np_on和Nn_on分別表示每相上、下橋臂工作在投入狀態(tài)的子模塊數(shù)量。2.3單相MMC的數(shù)學(xué)模型為了對MMC進(jìn)行深入研究,需要建立其數(shù)學(xué)模型。MMC.上和下橋臂所有子電路模塊總的單相電壓都同樣可以被等效地直接定義成作為-或-一個單相電壓源un,下橋臂所有子電路模塊總的單相電壓都足以可等效地直接定義成作為-或-一個單相電壓源un,各種單相電感都同樣可以被等效地直接定義成作為一個單相電阻和一個單相電感的等效串聯(lián),則單相電阻mmc的等效串聯(lián)電路基本結(jié)構(gòu)如下見圖2-3所示,對其列寫KCL方程可得,交流側(cè)電流i的表達(dá)式為式(2-2)。i=iparm-inarm(2-2)式中，iparm為上橋臂電流，inarm為下橋臂電流。定義環(huán)流的表達(dá)式為:izMMC環(huán)流僅在其相內(nèi)和相間流動,以維持系統(tǒng)能量的平衡。將環(huán)流在上、下兩個橋臂上平均地分配,則上、下兩個橋臂的電流可以用下式表示。iparm=i2+iz(2-4)Inarm=?i2+圖2-3單相MMC等效電路對圖2-3所示的單相MMC等效電路列寫KVL方程可得式(2-5),將式(2-5)中的兩式相減可得式(2-6)。Udc(2-5)Uu=將式(2-4)代入式(2-5)中，并將式(2-5)中的兩式相加，可得到:2?由式(2-7)所述我們可知,環(huán)流驅(qū)動過程電路中的一個雙向交流橋臂諧波器的分量可能會波動產(chǎn)生的主要波動原因也就是直流側(cè)輸出電壓和上、下兩個交流橋臂總線側(cè)電壓的之和大小不等,其主要原因表現(xiàn)在在mmmc各個交流橋臂高壓電感上的交流壓降。將式(2-2)代入式(2-6)可得式(2-8)，進(jìn)一步得到交流側(cè)等效電感和等效電阻分別為式(2-9)和式(2-10)。此時，單相MMC的簡化等效電路如圖2-4示。u=uReqLeq圖2-4單相MMC的簡化等效電路定義MMC的交流側(cè)電動勢為:e=u將式(2-8)可進(jìn)一步簡化為式(2-12)。則進(jìn)一步得到單相MMC的簡化等效電路模型如圖2-5所示。u=R?圖2-5單相MMC的簡化等效電路模型設(shè)變換器交流側(cè)的輸出相電壓u為正弦波，則u=Um式中，Um為交流輸出電壓u的幅值;0為角頻率。定義調(diào)制度m，由式(2-14)表示，0<m<1。m=2U式中，Ude為直流側(cè)電壓。當(dāng)環(huán)流中的交流分量為零時，根據(jù)式(2-12)、式(2-13)和式(2-14)可得到，MMC上、橋臂的開關(guān)函數(shù)為:Smp(2-15)S通過上述分析，由式(2-15)可知，通過控制MMC.上、下橋臂的電壓即可控制MMC的輸出性能，而對MMC上、下橋臂電壓的控制主要是通過相應(yīng)的調(diào)制策略來實現(xiàn)的。3調(diào)制策略原理即實現(xiàn)方法多種高電壓水平信號變換器通常可以同時具備多種類的調(diào)制技術(shù)策略,根據(jù)第1章的實例分析,并非說不是所有用于多種高電壓水平時的調(diào)制技術(shù)策略都必須是一種可以直接用來作為調(diào)制mmc的一種調(diào)制技術(shù)策略,常見于作為mmc的多種調(diào)制技術(shù)策略主要可以包括三種:較低載波逼近移相時的調(diào)制技術(shù)策略、載波層疊時的調(diào)制技術(shù)策略以及最近一個較高電平載波逼近時的調(diào)制技術(shù)策略。3.1載波移相調(diào)制載波水平移相變換調(diào)制處理策略(carrierphaseshiftedpulsewidthmodulation,cps-pwm)的一個基本原理也就是兩單相電路水平移相變換器的cpspwm移相調(diào)制以該技術(shù)的作為為其基礎(chǔ),采用了在兩個水平不同位置上通過多相電路移相調(diào)制的載波與不同等腰三角形的載波之間相位不同、頻率和幅度比值相同的等角三腰式波與雙相三角載波相位的對應(yīng)方式進(jìn)行移相比較,進(jìn)而可產(chǎn)生與載波數(shù)量相同的PWM脈沖,然后將這些PWM脈沖疊加,形成多電平波形[12]。mmc每個橋臂上都包含有n個子模塊,在cps-pwm中是以一個橋臂上的所有子模塊作為其調(diào)制對象,其上一個橋臂的所有調(diào)制波分別記作為upr,下一個橋臂的所有調(diào)制波分別記作為unr,上、下一個橋臂的所有調(diào)制波初相位之差為π,每一個橋臂上的三角載波記為upci(i=1,2..n),下橋臂的三角形載波定義為unci(i=1,2...n),三角載波的周期定義為tc,上一路橋臂第1路三角載波的初相位定義為,則每路三角載波的初相位定義為;下橋臂第i路三角載波與上橋臂第i路載波相差Tc/2,即二者相位相反。上橋臂各個子模塊之間產(chǎn)生pwm邏輯電平的計算方法主要是將調(diào)制波upr與三角載波upci進(jìn)行比較,比較結(jié)果以該橋臂上第i個子模塊的開關(guān)管vt1的觸發(fā)脈沖邏輯,將該電平的觸發(fā)脈沖邏輯選取反加死區(qū)域作為該開關(guān)管vt2的觸發(fā)脈沖邏輯。將一組調(diào)制波與每一組三角形載波直接進(jìn)行比較得到的結(jié)果相加,則即可以輸出到n+1電平效果;下橋臂各電源模塊啟動器和開關(guān)管的觸發(fā)脈沖相同,將調(diào)制波unr與三角形載波unci作一個比較,比較的結(jié)果作為該橋臂上第i個子模塊開關(guān)管VT1的觸發(fā)脈沖邏輯,將該觸發(fā)脈沖邏輯取反加死區(qū)作為開關(guān)管VT2的觸發(fā)脈沖邏輯。將調(diào)制信號波與各路三角形載波直接進(jìn)行比較所得結(jié)果進(jìn)行計算,則可輸出得到N+1電平的效果[13]。在實際中根據(jù)電路設(shè)計需要,觸發(fā)脈沖邏輯或為高電平有效,或為低電平有效,若取高電平有效,則當(dāng)ur>uci時,該橋臂上第i個子模塊開關(guān)管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,開關(guān)管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平;若取低電平有效,則當(dāng)ur,<uci時,該橋臂上第i個子模塊開關(guān)管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,此時開關(guān)管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平。根據(jù)式(2-13)和式(2-15)可知,CPS-PWM應(yīng)用于MMC時，其上、下橋臂中的每個子模塊各自承擔(dān)1/N的橋臂電壓，即可得到上橋臂各子模塊和下橋臂各子模塊的調(diào)制波分別為:uprunr以一個橋臂為例進(jìn)行說明，圖3-1為載波移相調(diào)制原理圖，圖3-1中，子模塊數(shù)量N等于4，第1路三角波的初相位為0，4路三角載波相位依次相差T/4。圖3-1載波移相調(diào)制原理圖3.2載波層疊調(diào)制載波層疊調(diào)制策略(carrierstackedpulsewidthmodulation,cs-pwm)的主要基本原理之一就是通過采用同一路載波調(diào)制波與垂直位置上的多路幅值和脈沖周期相同但脈沖數(shù)量相位不同的三角載波相互進(jìn)行比較,進(jìn)而使得可以直接產(chǎn)生與載波脈沖數(shù)量相同的pwm脈沖,然后將這些pwm脈沖進(jìn)行疊加,形成了多電平的波形。按照各路載波初相位不同,可將載波層疊方式分為:同相載波層疊、正負(fù)反相載波層疊和交替反相載波層疊[14]。根據(jù)載波層疊混合調(diào)制表現(xiàn)方式的不同,載波層疊的混合調(diào)制表現(xiàn)方式大致可以細(xì)分為三種載波層疊混合調(diào)制的表現(xiàn)方式,如下下圖3-2所示,圖(a)中一種表現(xiàn)的方式是一種相同兩路載波進(jìn)行層疊混合調(diào)制的一種方式,其所有兩路載波的層疊頻率和幅度相位都相同;如下圖(b)為正負(fù)相互相對反相兩路載波進(jìn)行層疊混合調(diào)制的一種方式,其所有兩路載波以上的水平垂直軸對稱,水平垂直線軸以上所有兩路載波的頻率相位與其他水平垂直線軸以下所有兩路載波的頻率相位正好基本相反;其中如下圖(c)為一個互相交替的正負(fù)反相層疊調(diào)制載波模型,其每負(fù)一路載波的初頻與相位和其他正負(fù)相鄰兩路載波的初頻和相位恰好完全基本相反。根據(jù)本文實例分析統(tǒng)計結(jié)果得以可知,基于兩種同相頻率載波信號層疊頻率調(diào)制的信號輸出處理結(jié)果最佳,因此本文主要選擇了基于同相信號載波頻率層疊信號調(diào)制輸出作為同相載波信號層疊調(diào)制模型下的一種調(diào)制輸出策略。同相載波層疊調(diào)制正負(fù)反相載波層疊調(diào)制交替反向載波層疊調(diào)制圖3-2載波層疊調(diào)制的三種方式mmc每個橋臂上都包含一個n個子模塊,在cs-pwm中,以一個橋臂上的所有子模塊作為其調(diào)制對象,將其上一個橋臂的所有調(diào)制波記作upr,下一個橋臂的所有調(diào)制波記作unr,上、下一個橋臂的所有調(diào)制波初相位之差定義為π,每一個橋臂上所有三角載波記作upci(i=1,2,..n),下橋臂的三角形載波定義為unci(i=1,2...,N),三角載波的周期為Te,.上和下橋臂所有兩個三角載波的初始和相位計算公式相反定義是因為,下橋臂所有的兩個三角反射載波與上和下橋臂所有三角載波的最初相位公式相反[15]。上橋臂各個子模塊之間產(chǎn)生pwm邏輯電平的計算方法:將調(diào)制脈沖波upr與三角載波upci電平作一個比較,比較結(jié)果可以用來作為該橋臂上第i個子模塊的開關(guān)管vt1的觸發(fā)脈沖邏輯,將該電平的觸發(fā)脈沖邏輯選取反加死區(qū)域作為該開關(guān)管vt2的觸發(fā)脈沖邏輯。將一組調(diào)制波與每一組三角形載波直接進(jìn)行比較所得結(jié)果進(jìn)行計算,則即可以輸出n+1電平效果;下一段橋臂各個子模塊開關(guān)管的觸發(fā)脈沖邏輯如下同理,將調(diào)制波unr與三角載波unci作數(shù)據(jù)進(jìn)行比較,比較結(jié)果可以作為該一段橋臂上第i個子模塊開關(guān)管vt1的觸發(fā)脈沖邏輯,將該子模塊的觸發(fā)脈沖邏輯選取反加死區(qū)域作為該開關(guān)管vt2的觸發(fā)脈沖邏輯。將調(diào)制波和每路三角形載波直接進(jìn)行比較所得結(jié)果并加,則可輸出得到N+1電平的效果[16]。另外,也可以將上橋臂第i個子模塊經(jīng)過載波層疊調(diào)制得到開關(guān)管VT1和VT2的PWM邏輯電平取反,作為下橋臂第i個子模塊開關(guān)管VT1和VT2的PWM邏輯電平,該方法可以將系統(tǒng)控制所需的調(diào)制波和三角載波數(shù)量減少一半,節(jié)約實驗平臺控制器的資源。在實際中根據(jù)電路設(shè)計需要,觸發(fā)脈沖邏輯或為高電平有效,或為低電平有效,若取高電平有效,則當(dāng)ur>uci時,該橋臂上第i個子模塊開關(guān)管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,開關(guān)管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平;若取低電平有效,則當(dāng)ur<uci時,該橋臂上第i個子模塊開關(guān)管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,開關(guān)管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平[17]。根據(jù)CS-PWM原理以及結(jié)合式(2-13)和式(2-15)可得到CS-PWM的調(diào)制波為:u(3-2)u以一個橋臂為例進(jìn)行說明，圖3-3為載波層疊調(diào)制原理圖，圖3-3中，子模塊數(shù)量N等于等于4，三角波的初相位為0。圖3-3載波層疊調(diào)制原理圖3.3最近電平逼近調(diào)制最近電平逼近調(diào)制策略(NearestLevelModulation,NLM)的階梯波基本原理之一就是通過階梯波的電平逼近,在不需要考慮子模塊冗余的情況下,根據(jù)實時參考調(diào)制波,使mmc橋臂_上各個子模塊同時工作在投入的狀態(tài)或者是切除的狀態(tài),使上、下兩種橋臂中,工作在各自投入的狀態(tài)下各子模塊的數(shù)量按式(2-1)進(jìn)行變化,以階梯波為基礎(chǔ)來逼近正弦波[18]。各橋臂子模塊的數(shù)量相對較多,則通過調(diào)制所獲得的電平數(shù)目相對較多,進(jìn)而計算獲得的階梯波波形越來愈接近于正弦波,已經(jīng)有一些研究結(jié)果表明,當(dāng)多電平變換器的輸出電壓電平個數(shù)超過21電平時,采用該模塊調(diào)制策略時,輸出電壓中的頻率和諧波含量相對較少,變換器具備了較好的輸出特點和性能。MMC每個橋臂上有N個子模塊,在NLM中,以一個橋臂上的所有子模塊作為調(diào)制對象,確定每個橋臂中各個時刻需要工作在投入狀態(tài)的子模塊數(shù)量,該過程是通過四舍五入取整函數(shù)完成的,然后再結(jié)合相應(yīng)的子模塊電容電壓均衡控制方法,確定具體需要哪些子模塊需要工作在投入狀態(tài),哪些子模塊需要工作在切除狀態(tài),進(jìn)而確定每個子模塊中VT1、VT2開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài),則輸出波形就呈階梯波規(guī)律變化[19]。最近電平調(diào)制策略主要用于各種子模塊和橋臂數(shù)量相對較多的應(yīng)用場合,目前已經(jīng)將這種調(diào)制策略廣泛地應(yīng)用于mmc的一些實際應(yīng)用場合中,其每一個橋臂的子模塊數(shù)量大約高達(dá)數(shù)百個?；趎lm策略,上、下兩種橋臂都需要進(jìn)行投入狀態(tài)下的子模塊數(shù)量計算公式列表如下,Np_onNn_on式中，N是每個橋臂上的子模塊數(shù)量;Np_on和Nn_on分別是MMC.上、下橋臂需要工作在投入狀態(tài)的子模塊數(shù)量;round函數(shù)表示四舍五入取整函數(shù);u是交流側(cè)輸出的正弦電壓;Uc_ref是子模塊電容參考電壓，Ucref=UddN，Udc是直流側(cè)電壓[20]。圖3-4為最近電平逼近調(diào)制的原理框圖,為了能夠通俗易懂地理解nlm,以一個高電平的橋臂為例對子模塊進(jìn)行了說明,子模塊的數(shù)量n等于4,同時高電平有效,按照取整函數(shù)對調(diào)制波形做取整運算即可得到階梯波的波形,通過式(3-3)的計算方法可得_上的橋臂各個時刻所需要的工作在調(diào)制波投入狀態(tài)下的子模塊數(shù)量,以圖3-4中to時刻對上橋臂進(jìn)行了說明,此時調(diào)制波的值約定義為-1.1,取整后的值為-1,則可以說明此時刻,上橋臂需要分別有3個子模塊正常工作在下一次投入的狀態(tài),1個子模塊正常工作在上一次切除的狀態(tài)。圖3-4最近電平逼近調(diào)制原理圖結(jié)合上述三種常用于MMC的調(diào)制策略的原理和實現(xiàn)方法，對比總結(jié)三種調(diào)制策略的優(yōu)缺點和應(yīng)用場合如表3-1所示。表3-1不同調(diào)制策略對比調(diào)制策略優(yōu)點缺點應(yīng)用場合CPS-PWM開關(guān)頻率固定，諧波性能好，子模塊損耗

一.致性高，便于擴展不易實現(xiàn)冗余模塊備用電平數(shù)相對較多的場合CS-PWM電壓畸變率小子模塊損耗一致性差

電容電壓不易均衡電平數(shù)相對較少的場合NLM原理簡單、電平數(shù)多時諧波水平很低電平數(shù)少時誤差很大

且諧波水平高.電平數(shù)很多的場合，電平

數(shù)通常超過21電平4模塊化多電平變換器的功率電路及控制電路設(shè)計4.1功率電路系統(tǒng)設(shè)計1)功率電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖4-1是功率電路實物圖的接線圖，圖中KMx是接觸器，都為常開開關(guān)，其中KM2和KM3是兩開關(guān)聯(lián)動的常開開關(guān)，KM1、KM2和KM3用于控制MMC系統(tǒng)啟動預(yù)充電和正常工作之間的切換，KM4用于在系統(tǒng)停機時,對電路中所有電容放電;HVx是電壓傳感器，用于測量MMC各處的電壓，包括子模塊電容電壓和交流側(cè)輸出電壓;HCx是電流傳感器，用于測量MMC橋臂電流和交流側(cè)輸出電流[21]。MMC功率電路中的橋臂電感以及子模塊的開關(guān)管和電容參數(shù)對子模塊電容電壓波動大小、環(huán)流以及系統(tǒng)的運行安全有重要影響，因此需要對這些參數(shù)進(jìn)行分析設(shè)計，設(shè)計方法如下。圖4-1單相MMC實驗平臺功率電路接線圖2)子模塊電容參數(shù)設(shè)計MMC子模塊電容大小會影響其電容電壓波動，如果子模塊電容過小，使其充放電過程過快，進(jìn)而使其電壓波動范圍變大，會影響MMC輸出性能以及系統(tǒng)安全性;如果子模塊電容過大，則使其充放電過慢，會導(dǎo)致系統(tǒng)的動態(tài)性能會變差，同時電容容量越大，意味著電容體積越大，相對而言，成本也更高，此時當(dāng)MMC每個橋臂上的子模塊較多時，則子模塊電容會使MMC系統(tǒng)的整體體積和成本大大增加[22]。因此,選擇容量合適的子模塊電容尤為重要。綜合考慮以上因素，定量分析子模塊電容大小與調(diào)制度、每個橋臂上子模塊的數(shù)量、系統(tǒng)的功率大小以及子模塊電容電壓的波動系數(shù)等的數(shù)學(xué)關(guān)系，推導(dǎo)得到了MMC子模塊電容值的計算公式為:C≥式中,為該電控系統(tǒng)所采用設(shè)計中的單相橋臂mmc的額定進(jìn)入輸出電流功率;n為一個在單相橋臂電路上的子容器模塊的總數(shù)量;其值為子容器模塊中一個電容器的參考值;。為子電路模塊的輸出電容量和電壓所提供允許的頻率波動。o為系統(tǒng)的偏心旋轉(zhuǎn)角度和頻率;為函數(shù)mmc的一個基本功率因子函數(shù);m為調(diào)制度。由該式可計算得到子模塊電容的最小值,進(jìn)-步綜合上述因素確定子模塊電容的具體值[23]。MMC仿真模型直流母線電壓為200V,后續(xù)做實驗直流源最大也可達(dá)到200V。但是,設(shè)計MMC實驗平臺時，為了兼容后續(xù)實驗，將直流母線電壓提升至800V，即設(shè)計單相MMC的額定功率Pm=7.5kW;子模塊電容電壓的參考值Uc_ref=200V;設(shè)置其波動系數(shù)ε=5%,則波動量?uc=10V;系統(tǒng)角頻率∞=2πf=314rad/s;MMC的功率因數(shù)cos3)橋臂電感參數(shù)設(shè)計mmc每個橋臂上都有一個電感,該個諧波電感在mmc正常工作運行時,可以通過降低橋臂上電流的諧波含量,減小mmc的相間環(huán)流;在mmc系統(tǒng)中一旦發(fā)生短路故障時,橋臂的電感可以通過降低橋臂的電流增加和下降速度,從而降低短路故障的電流。分析得到,橋臂電感的計算公式為:L=U式中,為子電路模塊的最大電容量為電壓在模塊允許的電流波動頻率范圍內(nèi)的最高工作電壓;m為協(xié)議可調(diào)度;fk為整流開關(guān)的工作頻率;△iarm_max為流在該模塊橋臂上的最大電流及其紋波最大波幅值,計算公式中的表示定義為:?i式中，IN為交流側(cè)輸出電流額定值;UN為交流側(cè)輸出電壓額定值;LC>在本系統(tǒng)設(shè)計中，子模塊電容電壓允許波動范圍內(nèi)的最大電壓Uc_max=Uc_ref+?Uc=210V;設(shè)計橋臂電流紋波系數(shù)2=35%,設(shè)計uN4)開關(guān)器件選型開關(guān)管是所有電力電子裝置的核心部件,由于IGBT的優(yōu)良性能以及適用場合,本實驗平臺所有開關(guān)管選用IGBT。首先要確定一個開關(guān)管的耐壓等級,根據(jù)英飛凌公司自己編著的相關(guān)書籍《igbt模塊:技術(shù)、驅(qū)動和應(yīng)用》中所述的直流母線電壓與開關(guān)管耐壓等級之間對應(yīng)的關(guān)系我們就可以分析得出,在直流母線的電壓范圍為800v時,器件的額定電壓應(yīng)該是選擇1200v[25]。其次,需要首先確定一個開關(guān)管的電流額定值,選取的開關(guān)管電流額定值應(yīng)該遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于輸出電路中的峰值輸出電流,而在交換器中使用的功率開關(guān)管在輸出時流過的峰值輸出電流的計算公式如式(4-4)所示。峰值電流=系統(tǒng)容量根據(jù)(4-4)計算電流峰值為：I因此，應(yīng)選擇額定電流值大于23.2A的IGBT。參考上述計算值，根據(jù)IGBT型號,選擇Semiconductor公司1200V/40A的單管IGBT，具體型號為FGL40N120AND。4.2控制電路系統(tǒng)設(shè)計本控制系統(tǒng)是采用了模塊化的設(shè)計,控制系統(tǒng)可以分為:主要控制器電路板、輔助控制器電路板、采樣調(diào)理電路板、PWM光纖傳輸電路板以及總線連接電路板,每個電路板有不同的功能以及電路系統(tǒng)[26]。主控制器的電路板主要目標(biāo)就是以arm作為設(shè)計的核心,設(shè)計其中的最小控制系統(tǒng)以及與其他輔助控制器的電路板之間進(jìn)行通訊的接口;輔助控制器的電路板主要特點就是以fpga作為設(shè)計的核心,設(shè)計其外圍電路,包括最小控制系統(tǒng)、外部可擴展的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digitalconverter,adc)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(digital-to-analogconverter,dac)、串口通信、pwm信號通過rj45網(wǎng)線接口與其它輸出端口以及與其他電路板之間進(jìn)行通信的接口或者數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕涌?pwm光纖傳輸電路板主要負(fù)責(zé)把從輔助控制器電路板傳輸出來的pwm信號,經(jīng)過光纖傳輸發(fā)送端電路后再進(jìn)行處理;采樣調(diào)理電路板的功能是將電壓電流傳感器對采樣得到的電壓電流信號作出一個調(diào)理值,使信號的大小和幅值能夠滿足ADC的模擬輸入要求,該電路板.上也設(shè)計有硬件過流保護電路,來保證MMC的安全可靠運行;總線連接板的作用是將所有控制電路板通過總線接口連接起來[27]。該控制電路系統(tǒng)可作為通用控制系統(tǒng)平臺,不僅能夠滿足對MMC的控制,也可作為其它電力電子裝置的控制系統(tǒng)。1)控制電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)MMC有輸出電平數(shù)目多等諸多優(yōu)點,但是其控制系統(tǒng)相比傳統(tǒng)多電平變換器較為復(fù)雜,尤其是MMC拓?fù)涞淖幽K數(shù)量較多,意味著開關(guān)管的數(shù)目眾多,則控制器就需具備豐富的I/O資源以及強大的數(shù)據(jù)運算和處理能力?；诖?MMC的控制系統(tǒng)通常采用主、輔控制器相結(jié)合的方式設(shè)計,各自負(fù)責(zé)不同的工作,本系統(tǒng)采用ARM+FPGA的控制器架構(gòu)設(shè)計。當(dāng)控制器經(jīng)I/O端口產(chǎn)生PWM信號經(jīng)過驅(qū)動電路控制功率單元時,如果傳輸距離過遠(yuǎn)則可能會對PWM信號產(chǎn)生干擾,進(jìn)一步可能導(dǎo)致開關(guān)管誤導(dǎo)通,因此選用光纖傳輸來消除此影響。針對上述選用的IGBT型號設(shè)計了驅(qū)動電路,保證該開關(guān)管可靠導(dǎo)通。本系統(tǒng)對所有的交直流電壓和電流信號都是使用了電壓霍爾和輸出的電流霍爾來進(jìn)行采樣,經(jīng)過一個調(diào)理電路,送入adc進(jìn)行了數(shù)字化的處理。由于mmc需要采集的是電壓和輸出的電流信號,因此其中的頻率較多,采用外部擴展ADC的方式進(jìn)行設(shè)計,來滿足系統(tǒng)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的需求[28]。同時,以防系統(tǒng)因電流過大,而導(dǎo)致整個系統(tǒng)出現(xiàn)故障,甚至對整個MMC實驗平臺造成不可逆的損毀,在此控制系統(tǒng)中設(shè)計了相應(yīng)的硬件過流保護電路。下面將對不同部分的控制電路詳細(xì)說明其設(shè)計原理圖以及工作過程。2)控制器選擇arm軟件具有系統(tǒng)操作速度快、外部設(shè)備硬件資源豐富以及內(nèi)部操作系統(tǒng)軟件運行穩(wěn)定等三大特點,尤其以ST公司為代表的STM32系列處理器，程序編寫更為簡單，目前官方提供有編寫程序的庫函數(shù)以及外設(shè)配置軟件，可直接生成外設(shè)配置代碼，大大提高了軟硬件的開發(fā)周期。FPGA邏輯運算能力強，具有豐富的邏輯單元和I/O資源，可靈活配置I/O端口的功能和擴展各種外設(shè)[30]。因此，本文以ARM作為主控制器，F(xiàn)PGA作為輔助控制器的控制器架構(gòu)來設(shè)計MMC的控制系統(tǒng)。無論是從控制器的處理速度和處理能力，以及I/O的數(shù)量都能滿足系統(tǒng)要求。a)主控制器st公司自2007年推出第一款stm32控制器以來,先后生產(chǎn)和發(fā)展了stm32f0/f1/f2/f3/f4/f7/h7等相關(guān)系列產(chǎn)品。其中,stm32h7系列包括stm32h743/753等,它們都是st公司于2016年推出的新型處理器產(chǎn)品,它的特點和優(yōu)勢主要有:更為先進(jìn)的處理器和內(nèi)核,基于armcortexm7內(nèi)核的處理器;更豐富的外設(shè),擁有高達(dá)1060kb的片內(nèi)sram,并且支持sdram,帶有tftlcd控制器,16位adc、12位dac以及dma數(shù)據(jù)傳輸?shù)?更高的工作性能,stm32h743芯片全部采用6級工作流水線,最高工作時間為主頻延遲可達(dá)400mhz,是此前工作性能最高的stm32f7系列的兩倍,是stm32f4系列控制器的4倍;而且stm32h7系列芯片本身都自帶雙精度硬件浮點單元,在我們要做數(shù)字信號處理的情況下,就會具備比較好的特性;同時該系列芯片擁有靈活存儲控制器(FlexibleMemoryController,FMC),該功能可使它與其它芯片之間的通信變得簡單高效。正因為stm32h743zit6芯片本身具有上述這些優(yōu)點,選其為主要的全局控制芯片,承擔(dān)著系統(tǒng)的各種全局控制算法,如環(huán)流控制、并網(wǎng)控制、電壓和輸出的雙閉環(huán)控制等,涉及到在全局控制技術(shù)中涉及到控制系統(tǒng)的各種設(shè)計和應(yīng)用,運算產(chǎn)生系統(tǒng)所需要的調(diào)制波,同時承擔(dān)與輔助控制器進(jìn)行通信等。b)輔助控制器FPGA擁有豐富的邏輯單元，使用者可以對它進(jìn)行編程，根據(jù)自身需求實現(xiàn)不同的電路功能;FPGA在對數(shù)字信號進(jìn)行處理時，可以并行運算處理，因此它具有效率更高、速度更快的優(yōu)點;同時，F(xiàn)PGA開發(fā)難度相對較小且開發(fā)周期更短，更適合應(yīng)用于數(shù)據(jù)量巨大且計算復(fù)雜的應(yīng)用場合。本文設(shè)計的實驗平臺控制系統(tǒng)輔助控制器選用Altera公司CycloneIII系列的FPGA,具體型號為EP3C25Q240C8N，該型號芯片擁有數(shù)量可觀的邏輯陣列單元、I/O資源以及內(nèi)存，可滿足MMC系統(tǒng)的要求。FPGA作為輔助控制器的主要功能是:編程生成載波,進(jìn)而實現(xiàn)相應(yīng)的調(diào)制策略以及對應(yīng)的子模塊電容電壓均衡控制方法、完成PWM脈沖的產(chǎn)生與分配以及死區(qū)控制、外擴ADC和DAC控制、系統(tǒng)的過壓過流保護、故障診斷與處理以及主控制器進(jìn)行通信等。3)PWM光纖傳輸電路圖4-2是PWM光纖傳輸電路原理，該電路主要負(fù)責(zé)將從輔助控制器電路板傳輸過來的PWM信號,經(jīng)過光纖傳輸發(fā)送端電路進(jìn)行處理，之后通過光纖跳線將PWM信號傳輸?shù)焦饫w傳輸接收端電路進(jìn)行處理。設(shè)計光纖傳輸電路的目的是為了防止當(dāng)功率電路和控制電路距離過遠(yuǎn)時，PWM信號被衰減或者受到干擾，而導(dǎo)致功率開關(guān)管誤動作。光纖傳輸接收電路光纖傳輸發(fā)送電路圖4-2PWM光纖傳輸電路原理圖4-2(a)是光纖傳輸接收電路，該電路的工作原理是:當(dāng)PWM信號為高電平時，DS75451輸出為高電平;當(dāng)PWM信號為低電平時，DS75451輸出為低電平，經(jīng)光纖發(fā)射模塊HFBR1521發(fā)出PWM信號。圖4-2(b)是光纖傳輸發(fā)送電路，主要是通過光纖接收模塊HFBR2521接收PWM信號，進(jìn)而經(jīng)接收到的PWM信號傳輸給下一級驅(qū)動電路HFBR2521模塊各引腳的功能該模塊的數(shù)據(jù)手冊有詳細(xì)說明,本文設(shè)計的原理圖在輸出引腳接有上拉電阻。4)驅(qū)動電路圖4-3是功率開關(guān)管驅(qū)動電路原理，其中，圖(a)是驅(qū)動電路，該電路主要由驅(qū)動光耦芯片TLP5754、驅(qū)動電阻等組成;圖(b)是驅(qū)動光耦芯片的供電電路，該電路是通過電源模塊QA01以及外圍配置電路,實現(xiàn)對驅(qū)動光耦芯片供電。驅(qū)動光耦芯片的工作原理是1引腳的電壓高于3引腳的電壓則光耦內(nèi)部的發(fā)光二極管導(dǎo)通，此時5引腳輸出有效電平使IGBT導(dǎo)通，否則IGBT處于關(guān)斷狀態(tài)。在調(diào)制策略部.分，本系統(tǒng)設(shè)定為低電平有效，驅(qū)動電路的工作過程是MMC驅(qū)動使能信號MMC_DRV為高電平時，MMC系統(tǒng)才能正常工作。例如,當(dāng)pw和wm中的信號函數(shù)mmco_pwm1為一個小的低電平時,光耦只能輸出有效的一個高電平,這樣光耦可以直接使它的igbt開通,但是由于當(dāng)pw和wm中的信號函數(shù)mmc_pwm1為一個小的高電平時,光耦只能輸出有效的一個低電平,這樣光耦可以直接使它的igbt開通關(guān)斷。驅(qū)動電路驅(qū)動光耦芯片的供電電路圖4-3功率開關(guān)管的驅(qū)動電路原理5)采樣及調(diào)理電路采樣調(diào)理電路是所有電力電子裝置必不可少的電路之一,盡管電路實現(xiàn)的形式有所不同，但是其作用都是相同的，都是將電路中所需參與控制的物理量通過采樣電路采集后，經(jīng)調(diào)理電路將該信號進(jìn)行一定的變換，變成下一級處理器能夠正常使用的物理量信號。a)采樣電路采樣驅(qū)動電路主要分為有額定電壓控制采樣驅(qū)動電路和額定電流驅(qū)動采樣兩種電路,眾所周知,電壓和采樣電流都可以是一個有限的交流和直流之分,本實驗平臺在設(shè)計中,無論交流量或直流量都用霍爾傳感器進(jìn)行采樣,采樣信號的輸出最終都是以電壓信號的形式送入調(diào)理電路進(jìn)行處理。圖4-4是采樣電路的原理,圖4-4(a)是霍爾電壓采樣電路,其中最核心的元器件就是一種型號為tbv5/25a的霍爾電壓傳感器,該傳感器件的基本設(shè)計原理及其主要參數(shù)可以看見下面的列表4-1。圖4-4(b)是霍爾電流采樣電路,其中最核心的元器件就是一個型號稱為hnc-50la的霍爾電流傳感器,該傳感器件的一些主要參數(shù)可以看見下面的列表4-1。(a)電壓采樣電路(b)電流采樣電路圖4-4采樣電路原理電壓采樣電路是根據(jù)擬測量電壓的大小范圍以及TBV5/25A的參數(shù)確定出圖4-4(a)中的輸入電阻R1的值和采樣電路輸出電阻的值。當(dāng)電阻r1使得電壓傳感器的輸入電流成為初級線圈的額定電流時,這種電壓傳感器就能夠具有最優(yōu)的測量精度,因此在使用電壓傳感器時,我們應(yīng)盡可能地測量和確定與5ma的初級線圈輸出電流相適應(yīng)的測量精度。例如,所需要測量的電壓最高值等于250v,則計算可得到R1的值為50kQ，功率取值為5W,但根據(jù)能購買到的標(biāo)稱電阻，選擇R1的值為51kQ。電阻R2的取值與下一級調(diào)理電路允許輸入的最大電壓有關(guān)系,該電壓即為采樣電路允許輸出的最大電壓，再根據(jù)電壓霍爾初級線圈和次級線圈的匝數(shù)比，可算出次級線圈上的電流，則進(jìn)一步可算出采樣電路輸出電阻的取值。表4-1霍爾傳感器主要參數(shù)型號額定輸入電流匝比額定輸出電流供電電壓.絕緣電壓TBV5/25A.5mA5000:10005mA15V50Hz/AC/2500V/1minHNC-50LA50A0.73611150mA土15V50Hz/AC/2500V/1min電流采樣電路根據(jù)擬測量電流的大小范圍以及HNC-50LA的參數(shù)確定出圖4-7(b)中采樣電路輸出電阻的取值。例如，測量電流的最大值為10A，經(jīng)過初、次級線圈匝數(shù)比，可計算得到輸出電流最大值為10mA，假設(shè)輸入下一級調(diào)理電路的電壓最大值為3V,則采樣電路輸出電阻的取值為3002。b)調(diào)理電路調(diào)理調(diào)制電路主要組成有兩個交流數(shù)字信號多路調(diào)理調(diào)制電路和直流數(shù)字信號多路調(diào)理調(diào)制電路,由于調(diào)理電路下一級是ADC,其一般允許輸入的模擬變量必須為不小于零的物理量,而交流信號是正負(fù)交替的物理量，因此在進(jìn)行下一級處理之前需要將正負(fù)交替的物理量經(jīng)過處理變成直流物理量進(jìn)行處理。圖4-5為電壓信號多路調(diào)理的調(diào)制電路設(shè)計原理,其中(a)為一個交流電壓信號的多路調(diào)理調(diào)制電路;其中的電路圖(b)為直流電壓信號的多路調(diào)理調(diào)制電路。交流調(diào)理信號(b)直流信號調(diào)理電路圖4-5信號調(diào)理電路原理交流電壓信號調(diào)理電路的主要工作原理如下:首先將一個電壓的信號通過rc濾波后,然后再經(jīng)過集成運算放大器對一個電壓的信號做出反向運算和處理,之后再經(jīng)過一個電壓的抬升,將正負(fù)交替的交流信號處理成方向不變的直流信號，然后再做電壓跟隨處理，最后進(jìn)一步對信號進(jìn)行限幅處理，使該信號的電壓值不小于0V，不大于3.3V。經(jīng)調(diào)理電路之后，送入ADC進(jìn)行處理。直流電壓信號濾波調(diào)理的工作電路相對比較簡單,首先所需要我們做的就是對經(jīng)過限幅濾波優(yōu)化處理的直流電壓信號濾波進(jìn)行r-rc限幅濾波,然后通過一級運算信號放大器對其信號做一級直流電壓信號跟隨,最后再對直流電壓信號濾波進(jìn)行一級限幅濾波處理,經(jīng)調(diào)理電路之后送入ADC進(jìn)行處理。5)模數(shù)轉(zhuǎn)換器選擇模擬信號的數(shù)字化技術(shù)是一種利用模擬數(shù)字信號控制器對其進(jìn)行信號處理的必備條件,而adc則是將其進(jìn)行模擬信號數(shù)字化的重要技術(shù)元件。由于主控制器STM32H743ZIT6內(nèi)部集成的ADC的數(shù)量及采樣通道數(shù)有限，且外部擴展獨立的ADC也不方便，而MMC系統(tǒng)需要采樣的物理量比較多,STM32H743ZIT6內(nèi)部的ADC無法滿足系統(tǒng)要求,因此本系統(tǒng)采用獨立的外擴ADC的策略。所選ADC的型號為AD7938，該型號的ADC有8路轉(zhuǎn)換通道，由于FPGA的I/O資源較多且定義靈活，則在FPGA上外擴三片ADC，一共有24路轉(zhuǎn)換通道。圖4-6是AD7938芯片及外圍電路。AD7938是一款可進(jìn)行讀寫操作、數(shù)據(jù)并行輸出的ADC，其最高時鐘頻率可達(dá)25MHz，可選用內(nèi)部參考電壓，也可使用外部參考電壓，本系統(tǒng)設(shè)計時選用內(nèi)部參考電壓。三片adc的外圍配置電路相同,共用一個時鐘信號,同時共用一個數(shù)據(jù)總線以及一個控制總線。三片ADC由FPGA通過譯碼器來選擇具體工作的ADC芯片。每片ADC工作時，通過ADC芯片上相對應(yīng)的地址位來選擇具體轉(zhuǎn)換通道，根據(jù)AD7938的使用手冊，在對該ADC進(jìn)行寫操作時，即“WR”位的邏輯電平為0時，數(shù)據(jù)位DB5~DB7變?yōu)檗D(zhuǎn)換通道的地址位AB0~AB2,在普通模式下為8路單端轉(zhuǎn)換通道，具體轉(zhuǎn)換通道選擇見表5-2所示。圖4-6AD7938芯片及外圍電路.表4-2AD7938轉(zhuǎn)換通道選擇寫操作(WR=0)轉(zhuǎn)換通道DB7(AB2)DB6(AB1)DB5(AB0)共地AGND000VINO001VIN1010VIN2011VIN3100VIN4101VIN5110VIN6111VIN7圖4-7ADC與DAC工作選擇電路.ADC與DAC工作選擇電路如圖4-7所示，該電路是通過74LV138譯碼器電路來選通所需工作的ADC或DAC,盡可能節(jié)省FPGA的I/O資源。根據(jù)表4-3所示的74LV138的真值表，通過FPGA的兩位有效地址信號選通具體所需工作的ADC和DAC使能狀態(tài)選擇見表4-4。表4-374LV138的真值表輸入輸出G2AG2BG1ABCYOY1Y2Y3Y4Y5Y6Y7HXXXXXHHHHHHHHXHXXXXHHHHHHHHXXLXXXHHHHHHHHLLHLLLLHHHHHHHLLHHLLHLHHHHHHLLHLHLHHLHHHHHLLHHHLHHHLHHHHLLHLLHHHHHLHHHLLHHLHHHHHNLHHLLHLHHHHHHHHLHLLHHHHHHHHHHHLH=高電平;L=低電平;X=不定態(tài)表4-4ADC和DAC使能狀態(tài)選擇地址編碼器件使能DECODE2.DECODE1低電平有效00ADCl_CS01ADC2_CS10ADC3_CS11DAC_CS6)數(shù)模轉(zhuǎn)換器選擇數(shù)模轉(zhuǎn)換器的作用是將數(shù)字信號量化轉(zhuǎn)換成模擬信號。設(shè)計DAC的主要目的是為了方便MMC的控制器系統(tǒng)的調(diào)試以及便于觀察數(shù)字控制系統(tǒng)中的某些控制效果[31]。所選DAC的型號為MAX547，該型號的DAC有8路轉(zhuǎn)換輸出通道。圖4-8是MAX547芯片及外圍電路。MAX547是一-款數(shù)據(jù)并行輸入的數(shù)模轉(zhuǎn)換器，通過MPC1541芯片產(chǎn)生精準(zhǔn)的4.096V參考電壓。DAC的工作片選信號與上述ADC工作片選信號選擇方式相同，具體見表4-4。DAC與ADC共用數(shù)據(jù)總線以及部分控制總線。DAC的通道選擇是通過FPGA控制MAX547的地址位以負(fù)載輸入位來選擇轉(zhuǎn)換通道，通道選擇見表4-5。當(dāng)DAC將所需的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號時,波形經(jīng)過如圖4-8所示的輸出調(diào)理電路后，以便使用示波器等測量顯示設(shè)備進(jìn)行觀察。該集成電路首先通過對轉(zhuǎn)換后得到的模擬信號進(jìn)行集成運算放大器tl084i做出一個電壓跟隨,之后再進(jìn)行RC濾波處理。圖4-8MAX547芯片及外圍電路表4-5MAX547轉(zhuǎn)換通道選擇寫操作(WR=0)轉(zhuǎn)換通道AB2ABlAB0LDABLDCDLDEFLDGH0000111VIN00010111VIN10101011VIN20111011VIN31001101VIN41011101VIN51101110VIN61111110VIN7圖4-9DAC輸出調(diào)理電路.7)過流保護電路過流保護在電力電子裝置中是至關(guān)重要的。過流保護可分為硬件電路過流保護和軟件過流保護，一般在電力電子裝置的研發(fā)設(shè)計時兩種保護方法都需具備，但相比而言，硬件電路過流保護動作的速度較快,可靠性較高。下面對硬件過流保護電路進(jìn)行詳細(xì)分析說明。圖4-10過流保護電路圖4-10是過流保護電路，該電路的工作過程是:首先對某一相電流以及該相的上、下橋臂電流進(jìn)行檢測,檢測電路的前級是通過半波整流電路來檢測出被采樣電流的正、負(fù)半周期。然后對檢測出的正半周期的電流信號做一級電壓跟隨,對檢測出的負(fù)半周期的電流信號運用反比例放大電路做反向處理。最后再通過比較器將預(yù)先計算設(shè)計的最大電流參考值與實際采樣得到的電流實際值作比較，通過比較結(jié)果改變OC信號和LOCK信號的電平狀態(tài)，進(jìn)而對系統(tǒng)進(jìn)行電流保護，防止過電流。過載直流信號保護電路中的過流信號具體操作原理過程描述如下:當(dāng)此時實際最大采樣的信號電流電壓參考值遠(yuǎn)遠(yuǎn)幾乎大于最大電流采樣的信號電流電壓參考值時,比較器lm293輸出一個電流低電平,此時又使oc中的信號被直接送入帶有控制器驅(qū)動觸發(fā)器的軟件中并進(jìn)行過載直流電壓保護,同時此時通過lock將其中的電流信號被電壓拉低,lock將其中的電流信號再將控制器驅(qū)動,這樣就等于可以直接使此時能夠最大采樣的電流信號被lmmc_drv完全封鎖,進(jìn)而直接導(dǎo)致了oigbt在被驅(qū)動時的信號完全閉鎖,實現(xiàn)了軟硬件控制通路的過載直流電壓保護;當(dāng)此時實際最大采樣的信號電流電壓參考值遠(yuǎn)遠(yuǎn)幾乎小于最大電流采樣時的電流電壓參考值時,比較器lm293輸出一個高電平,此時又使oc中的信號又再輸出一個高電平,同時又使lock中的信號為一個高電平,此時軟硬件過流保護都不會動作。5仿真分析1載波移相調(diào)制策略分析cps-spwm三角調(diào)制單元策略原理是什么指,對于每個控制橋臂模塊中的所有n到三個子芯片模塊,均衡器可以分別采用一個具有較低的功率開關(guān)調(diào)制頻率的兩個spwm,使它們在其中相當(dāng)于對應(yīng)的兩個三角調(diào)制載波依次分別轉(zhuǎn)換成作為1/n三角調(diào)制載波的信號周期,即2π/n相位的夾角,然后與同一條正交余弦波的調(diào)制單元波段的信號周期進(jìn)行二次比較,產(chǎn)生一個n-n模塊組成的pwm作為三角調(diào)制載波中的調(diào)制單元信號,分別將其作為每個驅(qū)動器中n到三個子芯片模塊的調(diào)制單元,決定它們都知道是否已經(jīng)有載波投入或者是否有切除。將同時投入的各個子輸入模塊之間的各種輸出輸入電壓usm相互進(jìn)行疊加,得到介于mmc的各種輸入橋臂之間的各種輸出輸入電壓疊加波形。推導(dǎo)我們可以通過得出對在n中一個子器件模塊的一次疊加輸出輸入波形在被再次疊加之后,總和的輸出輸入波形的傅里葉級數(shù)可以是一個新的表達(dá)式:u(t)=k=1式中其中下的坐標(biāo)t為全部，是采用儀器cps-spwm作為調(diào)制輸出策略的儀器mmc的一個調(diào)制輸出輸入信號調(diào)制變量。輸出信號頻譜中主要通常包含以下幾種頻譜成分:基波分量。當(dāng)k=1時，可得基波分量：CTk式中：N為模塊數(shù)；UC為子模塊電容電壓；UTr為三角波幅值；Qmod載波分量。當(dāng)k=mNkc，m=CTk式中：J0(?)為0階貝賽爾函數(shù)；kc邊帶諧波分量。當(dāng)k=mNkc+n，m=1,2,…∞,n=±1,±2,CTk式中J0(?2仿真結(jié)果分析圖中(5-1)為載波移相調(diào)制策略仿真電路圖，圖(5-2)為控制框圖，圖(5-3)為橋臂子模塊輸出波形，體現(xiàn)MMC能夠使交流測電壓獲得更多電平的特點，并且能承受更高等級的電壓。圖(5-4)為輸出的電壓電流波形，由圖可知，輸出的電壓電流波形基本趨于正弦，獲得的電壓電流質(zhì)量更高。因此，載波移相調(diào)制策略可以實現(xiàn)對于單相MMC的控制。（5-1）仿真電路圖（5-2）控制框圖（5-3）橋臂子模塊輸出波形（5-4）輸出電壓電流波形6全文總結(jié)本文以單相模塊化多電平變換器作為研究對象，對MMC的調(diào)制策略和仿真進(jìn)行研究，主要完成了以下工作：通過閱讀文獻(xiàn)，首先闡述了多電平變換器的研究背景和意義，然后分析了當(dāng)前多電平變換器的研究現(xiàn)狀與進(jìn)展。詳細(xì)分析了單相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理，并在此基礎(chǔ)上建立了單相MMC的等效電路，然后對其建立數(shù)學(xué)模型和簡化等效電路，說明MMC的控制思路。總結(jié)了MMC常用的三種調(diào)制策略原理及其優(yōu)缺點。然后,進(jìn)行功率電路的設(shè)計和模塊化主控制電路、輔助控制器電路、采樣調(diào)理電路、PWM光纖傳輸電路以及總線接