第十一章 電視機(jī)電源電路.ppt

1、第十一章 電視機(jī)電源電路,11.1串聯(lián)型穩(wěn)壓電源 11.2 開關(guān)型穩(wěn)壓電源原理 11.3 開關(guān)型穩(wěn)壓電源電路實(shí)例 復(fù)習(xí)思考題,11.1串聯(lián)型穩(wěn)壓電源,串聯(lián)型穩(wěn)壓電源在黑白電視機(jī)和早期彩色電視機(jī)中應(yīng)用較多, 其工作原理已在電子技術(shù)課程中作過分析, 這里僅簡要地分析串聯(lián)型穩(wěn)壓電源的工作過程。 電路組成框圖如圖11-1, 取樣環(huán)節(jié)對輸出電壓Uo取樣, 然后與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較, 得出的誤差經(jīng)放大后去調(diào)節(jié)電壓調(diào)整管的導(dǎo)通程度, 使輸出電壓Uo得到穩(wěn)定。 ,在36cm (14英寸)以下的黑白電視機(jī)中, 輸出電壓Uo一般為12 V, 視放、顯像管等所需的中、 高壓都是在行輸出級由行逆程脈沖升壓和整流濾波后供

2、給。 一些大屏幕黑白電視機(jī)和某些采用串聯(lián)型穩(wěn)壓電源的彩色電視機(jī)Uo取值較高, 直接作為行、 場掃描電路的電源(有利于線性), 而通道等其它電路的低壓電源和顯像管等的高壓電源也由行輸出級提供。,圖 11-1 串聯(lián)型穩(wěn)壓電源框圖,圖 11-2 東芝X-53P電視機(jī)穩(wěn)壓電源,圖11-2為東芝X-53P機(jī)芯彩色電視機(jī)采用的串聯(lián)型穩(wěn)壓電源, 輸入未穩(wěn)定直流電壓為130 V, 輸出電壓穩(wěn)定在112V。 調(diào)整管Q801采用高的NPN型硅功率管2SC1829, 故可省去推動管。Q803為比較放大器, 穩(wěn)壓管D805產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓(約6.2 V), Q803基極電壓由取樣電路R805、R806、 R807和R85

3、1分壓后饋入, 調(diào)節(jié)半可變電阻R851可調(diào)整輸出電壓以達(dá)到112 V。 電路的調(diào)節(jié)過程如下: 若某種原因使輸出電壓Uo降低, 則Q803基極電位降低, 由于其發(fā)射極電位幾乎不變, 故Q803集電極電位上升, 經(jīng)D806等耦合使Q801導(dǎo)通程度加大, Q801管壓降減小, 從而補(bǔ)償了Uo的減小。 反之, 若Uo上升, 則調(diào)節(jié)結(jié)果使Uo下降。,R813、R801等既是Q803的集電極負(fù)載, 又為Q801提供偏置, 關(guān)機(jī)后C806上電荷將通過R813、 R801和R802泄放。 R813、 C811、 R801和C807還構(gòu)成RC濾波電路, 使Q801基流的紋波更小, 故輸出端的濾波電容C810可用

4、較小容量(僅3.3 F)。 R810與R811并聯(lián)在調(diào)整管兩端對其起分流作用, 可降低調(diào)整管Q801的功耗。 Q804與R812、 R803、R814組成過流保護(hù)電路, R812是保護(hù)電路取樣電阻, 負(fù)載電流在其上產(chǎn)生壓降R812, Q804基-射極間電壓Ube4=U812-U803。 正常輸出電流狀態(tài)U812較小, Q804截止當(dāng)出現(xiàn)負(fù)截短路等情況時負(fù)載電流增大, U812也增大。 當(dāng)U812 - U803 0.6 V時Q804導(dǎo)通, 其集電極電流通過R813、 R801、 R804及D806使Q801基極電位下降, 則Q801集電極電流下降導(dǎo)致輸出電壓、電流下降, Q801趨向截止時就無輸

5、出, 從而保護(hù)了電路。,輸出端短路時, 由于過流保護(hù)電路的作用使調(diào)整管Q801電流突然減小, 輸出電壓接近于零。 這樣, 輸入電壓130V將全部加到Q801集-射極兩端, 流過R810、R811的電流很大, 保險絲F803熔斷, 切斷了Q801基極偏置, 可防止穩(wěn)壓電路被損壞。 由于輸出端短路后無輸出電壓, 為使Q804保持導(dǎo)通設(shè)置了R814支路, 由它與R808、R809和D805等分壓, 確保Q804基極取得正向偏壓。二極管D806起保護(hù)調(diào)整管的作用, 避免當(dāng)Q801截止時輸出電容儲存的電荷反向加在Q801的射-基極間, 由于發(fā)射結(jié)反向耐壓較低而被擊穿。 因此反向電壓對D806反偏而使其截

6、止, 大部分電壓就降在D806上, 從而保護(hù)了調(diào)整管Q801 。,11.2 開關(guān)型穩(wěn)壓電源原理,11.2.1 并聯(lián)型開關(guān)穩(wěn)壓電源組成 開關(guān)型穩(wěn)壓電源按開關(guān)調(diào)整管的連接方式分類可分成串聯(lián)型和并聯(lián)型, 兩類電路在工作原理上基本相同, 電壓調(diào)整范圍和工作效率也大致相同。 并聯(lián)型電路在可靠性和安全保護(hù)方面較串聯(lián)型電路要好一些, 所以目前多采用并聯(lián)型開關(guān)穩(wěn)壓電源, 本書著重分析此類電路。,圖11-3是并聯(lián)型開關(guān)電源的方框圖, 交流市電經(jīng)整流濾波后加到高頻脈沖變壓器初級, 開關(guān)調(diào)整管串接脈沖變壓器初級后并接在輸入端。 在行頻脈沖作用下, 開關(guān)管周期性地導(dǎo)通截止使初級未穩(wěn)壓的直流電源變換成了行頻矩形脈沖,

7、由脈沖變壓器耦合到次級, 再經(jīng)整流濾波后就獲得直流輸出電壓Uo。 與串聯(lián)型穩(wěn)壓電源類似, 它也對輸出取樣, 再與基準(zhǔn)電壓比較得出誤差電壓, 經(jīng)放大后去脈沖調(diào)寬電路, 以改變脈沖寬度的方式調(diào)整輸出電壓的大小。,圖 11-3 并聯(lián)型開關(guān)電源組成框圖,開關(guān)型穩(wěn)壓電源按其激勵方式分類, 可分成他激控制式和自激控制式。 他激式電路需附加一個振蕩器來產(chǎn)生開關(guān)脈沖, 開關(guān)脈沖作用于開關(guān)管使電源電路有輸出, 待電視機(jī)正常工作后可由行頻脈沖作為開關(guān)脈沖, 振蕩器就可以停振。 自激式電路是利用開關(guān)管、 脈沖變壓器等構(gòu)成正反饋環(huán)路形成自激振蕩, 使開關(guān)穩(wěn)壓電源有電壓輸出, 電視機(jī)正常工作時自激振蕩受行頻脈沖的同步,

8、 解決了開關(guān)電源的獨(dú)立工作能力。 自激式電源即使在行掃描電路發(fā)生故障時, 電源電路仍能自激振蕩而有直流電壓輸出, 這對電視機(jī)的維修與調(diào)整是較為方便的。,開關(guān)型穩(wěn)壓電源按穩(wěn)壓控制方式來分, 可分成脈沖寬度控制方式和頻率控制方式兩類。 電視機(jī)中采用脈寬控制方式較多, 其電源工作頻率與行頻同步(15 625 Hz), 以改變開關(guān)管導(dǎo)通時間Ton的方法來調(diào)節(jié)輸出電壓使Uo穩(wěn)定。頻率控制方式則是保持開關(guān)管導(dǎo)通時間Ton(或截止時間Toff)不變, 通過控制開關(guān)脈沖頻率(周期), 相應(yīng)調(diào)節(jié)脈沖占空比使輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定。,11.2.2 并聯(lián)型開關(guān)電源工作原理 脈沖變壓器耦合并聯(lián)型開關(guān)穩(wěn)壓電源在彩色電視機(jī)中應(yīng)

9、用較多, 本節(jié)對這種電路作較詳細(xì)的分析。 其基本電路組成如圖11-4(a)所示, V為開關(guān)調(diào)整管T又稱為儲能變壓器), 由于工作頻率較高, 故采用鐵氧體材料的鐵芯, 同名端如圖中所標(biāo)VD為脈沖整流二極管C是濾波電容器, 也起儲能作用 RL為電源的負(fù)載。 電路的工作過程類似于行輸出電路, 設(shè)V為理想開關(guān)管, 則電路的工作電壓、電流波形如圖11-4(b)所示。,圖 11-4 并聯(lián)型開關(guān)電源基本電路及工作波形,在t0t1期間, 正脈沖作用到開關(guān)管V基極使其飽和導(dǎo)通, Uce=0, 故初級線圈L1上電壓為上正下負(fù), (11-1) 即 (11-2) 上式中I1(0)由初始狀態(tài)決定。 由(11-2)式可見

10、, 初級線圈電流i1線性上升, 脈沖變壓器次級感應(yīng)的電壓UL2為上負(fù)下正, 二極管VD截止。 在開關(guān)管V導(dǎo)通期間, 隨著i1的上升, 變壓器中磁能增大, 在t1時刻達(dá)最大值L1 I21m/2 。,當(dāng)t1t2期間, 負(fù)脈沖作用到開關(guān)管V基極, V截止 初級感應(yīng)電壓為上負(fù)下正, i1=0。由同名端連接可知此時次級感應(yīng)的電壓為上正下負(fù), 二極管VD導(dǎo)通, 脈沖變壓器儲存的磁能開始釋放使電容C被充電并取得輸出直流電壓Uo。 t-1時刻, 忽略變壓器損耗, 初級所有能量轉(zhuǎn)移到次級, 則初、 次級能量關(guān)系滿足,(11-3),由此可得,(11-4),在t-1t-2期間里, 次級電流i2從I2m開始線性下降,

11、 該電流的能源就是V導(dǎo)通時由變壓器中儲存的能量提供的。 t2時刻, 開關(guān)管又導(dǎo)通, 二極管VD截止, 脈沖變壓器又儲存能量。 當(dāng)然, 次級能量并未耗完, 又將轉(zhuǎn)移到初級, 使i1從I1(0)開始上升。 在V導(dǎo)通、 VD截止期間, 負(fù)載所需的電流就由電容器C放電來供給。 為討論方便, 我們僅看電路工作在平衡狀態(tài)以后的穩(wěn)態(tài)情況。 開關(guān)管V導(dǎo)通時脈沖變壓器儲存能量, 設(shè)能量的增加量為W1 當(dāng)V截止時二極管VD導(dǎo)通, 脈沖變壓器儲存的能量被負(fù)載消耗, 設(shè)能量減小了W2。 平衡狀態(tài)時一周期內(nèi)增加的能量應(yīng)與消耗的能量相等, 即有W1= W2 。 因,I1為脈沖變壓器初級電流增加量, 由(11-2)式可得,

12、(11-5(a),(11-5(a),(11-6),式中Ton為開關(guān)管V導(dǎo)通時間。 同樣, 次級電流為線性下降的波形, I2為次級電流在開關(guān)管V截止期間(Toff)線性減小量, 因此有,由(11-5)式至(11-7)式可導(dǎo)得,上式說明, 輸出電壓Uo與輸入電壓Ui成正比, 與變壓器匝數(shù)比成正比, 與開關(guān)晶體管導(dǎo)通時間和截止時間比值Ton/Toff成正比。 調(diào)寬型開關(guān)穩(wěn)壓電源受行頻同步, 即周期T=Ton+Toff=TH為64s是固定不變的, 所以輸出電壓Uo通過控制Ton/Toff比值, 即控制脈寬來調(diào)節(jié)。而保持Ton或Toff不變, 改變T來調(diào)整Ton / Toff, 這是頻率控制方式的原理。

13、,從上述工作過程可以看出, 開關(guān)管V和二極管VD是反極性激勵方式, V導(dǎo)通時VD截止, 而V截止時VD導(dǎo)通, 電源Ui供出的瞬時功率是比較小的。 另外, 開關(guān)管僅工作在導(dǎo)通和截止兩種狀態(tài), 管耗很小, 再加上脈沖變壓器損耗也不大, 故電源效率比串聯(lián)型穩(wěn)壓電源高得多, 可達(dá)8090%。 并聯(lián)型開關(guān)穩(wěn)壓電源有以下一些特點(diǎn): (1) 由于輸出直流電壓是依靠變壓器初級線圈L1所儲存的能量提供的, 故L1必須足夠大(有足夠的匝數(shù))。 若L1值太小, 在開關(guān)管V導(dǎo)通時儲存的能量就少, V截止期間供給負(fù)載的電流就會感到不足。,下次導(dǎo)通時初級電流再從零開始上升, 就使輸出的紋波較大, 電源特性變壞。 當(dāng)然,

14、L1也不能太大, 否則晶體管開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換瞬間將產(chǎn)生很高的感應(yīng)電壓, 容易使管子和電路元件損壞。 (2) 由于脈沖變壓器使負(fù)載與輸入電網(wǎng)隔離, 可省去電源隔離變壓器。 (3) 脈沖變壓器的次級可有幾組不同匝數(shù)的線圈, 以獲得幾組不同數(shù)值的直流電壓, 并且可以是降壓, 也可以是升壓。 (4) 開關(guān)晶體管所承受最高電壓出現(xiàn)在從導(dǎo)通變?yōu)榻刂箷r刻, 其值由輸入直流電壓Ui加上次級脈沖電壓耦合到初級的值決定,(11-9) 開關(guān)晶體管的反向耐壓必須大于Ucmax。,11.3 開關(guān)型穩(wěn)壓電源電路實(shí)例,一、 電路的工作過程 電路的工作過程如下: 開關(guān)電路等效為一間歇振蕩器, 如圖11-6所示。 接通電源時, 先

15、由電源通過R910、 R907、 R908供給開關(guān)管Q901基極一個很小的正向偏置電流, 使Q901開始導(dǎo)通而形成集電極電流Ic。 Ic流過脈沖變壓器T901初級, 產(chǎn)生的感應(yīng)電壓為上正下負(fù), 則次級感應(yīng)電壓為上負(fù)下正。 以3、 4端而言, 3為地, 4為正。 這個正電壓經(jīng)R902、R909和C908等回授到Q01基極, 使基極電流大大增加, 集電極電流也大大增加。 這是一個強(qiáng)烈的正反饋過程, 使開關(guān)管Q901迅速進(jìn)入飽和狀態(tài)。,圖 11-5 日立CTP-236D電視機(jī)電源,與此同時, 二極管D906、D907處于反偏狀態(tài)。 Q901飽和后, 加在初級線圈的輸入直流電壓使初級線圈電流按線性規(guī)律

16、增大(儲存磁能), 而基極電流流過R902 、R909和C908, 對C908充電, 極性如圖11-7。 此電壓對基極是反偏的, 故使Q901基極電位越來越低, 基極電流越來越小。 當(dāng)C908上充的電壓達(dá)一定值時, Q901脫離飽和進(jìn)入放大區(qū)。,圖 11-6 開關(guān)電路等效圖,圖 11-7 脈寬控制等效電路,當(dāng)Q901進(jìn)入放大區(qū), 基極電流減小導(dǎo)致集電極電流Ic減小, 初級感應(yīng)電壓變?yōu)樯县?fù)下正, 相應(yīng)次級4端感應(yīng)電壓比地還負(fù), 通過R902、R909、C908反饋到開關(guān)管Q901基極, 使Q901基極電位更負(fù), 基極電流、 集電極電流更進(jìn)一步下降。 這也是一個正反饋雪崩過程, 使開關(guān)管Q901由

17、飽和導(dǎo)通迅速轉(zhuǎn)向截止。 Q901截止后, C908上所充電荷通過R902 、 R909、 T901次級3、 4繞組和D905回路很快放完, 再由未穩(wěn)直流電源經(jīng)R910、R907、R908向電容C908反向充電至基極電位為正時, 重新有基流產(chǎn)生, 形成正反饋使Q901飽和, 進(jìn)入下一周期振蕩。,開關(guān)管Q901截止期間, 脈沖變壓器T901次級7、 8端的感應(yīng)電壓使D906、D907導(dǎo)通, 貯存在T901中的磁能以電能形式向負(fù)載放電, 并向貯能電容C909、 C910充電。 為了穩(wěn)定開關(guān)重復(fù)頻率和減小開關(guān)電路對圖像的干擾, 當(dāng)行掃描電路正常工作后, 將行逆程脈沖經(jīng)C912耦合至開關(guān)管Q901基極,

18、 疊加在原來的Ub上, 使Q901提前導(dǎo)通, 故開關(guān)管Q901將按行周期同步地工作。 由于開關(guān)電路受行頻同步, 周期將是不變的, 穩(wěn)壓過程只能通過控制開關(guān)管的導(dǎo)通時間Ton來調(diào)整輸出電壓。,脈寬控制電路等效如圖11-7所示, 晶體管Q903相當(dāng)于受誤差電壓控制的變阻器, 它并聯(lián)在開關(guān)管Q901基極, 對Q901基極電流起分流作用。 當(dāng)誤差電壓使Q903 基極電位上升, 則Q903集電極電流也上升, 對Q901基極分流增大, Q901導(dǎo)通時間Ton就減小。 充的能量少了, 自然輸出直流電壓就減小。 反之, Q903基極電流減小, 則Q901導(dǎo)通時間Ton就增加, 輸出電壓就上升。 電路的穩(wěn)壓過程

19、如下: 厚膜組件CP901封裝了兩個電阻和一個穩(wěn)壓二極管, 輸出的108 V電壓經(jīng)電阻分壓后加到比較放大器Q902基極, 穩(wěn)壓管產(chǎn)生的基準(zhǔn)電壓加到Q902發(fā)射極。,若某種原因使輸出電壓升高, 因穩(wěn)壓二極管兩端電壓基本不變, 故Q902發(fā)射極電壓的上升量大于基極電壓的上升量, Ube2=Ub-Ue為負(fù)值, 致使Q902 (PNP管)基極電流、 集電極電流增加, 導(dǎo)致Q903基極電流和集電極電流也增大, Q903的分流作用增強(qiáng)而使開關(guān)管Q901導(dǎo)通時間Ton縮短, 使輸出電壓減小。 類似地, 當(dāng)輸出電壓降低時, 電路也能自動調(diào)高輸出電壓。 由此使輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定。,二、 保護(hù)電路 對于開關(guān)穩(wěn)壓電源

20、來說, 實(shí)現(xiàn)過壓、 過流保護(hù)是相當(dāng)簡便而有效的。此機(jī)的過壓、過流保護(hù)電路由可控硅Q705、 晶體管Q704和厚膜組件CP701(型號HM9102)等組成。 行、 場掃描電路工作在高電壓、 大電流狀態(tài), 特別是彩色顯像管的第二陽極電壓高達(dá)25 kV左右。 在這樣高的電壓下, 容易產(chǎn)生X射線。 但正常情況輻射的X射線很弱, 不會對人體造成危害。 若由于某種原因, 例如行逆程電容容量變小, 行掃描頻率降低或者穩(wěn)壓電源故障引起行電路直流供電電壓升高, 將導(dǎo)致行輸出高壓增高。,這一方面會損壞元器件, 另一方面高壓陽極電壓的升高會使X射線的輻射大大增強(qiáng), 這對人體是有害的。 因此, 電源設(shè)有高壓限制電路。

21、 一旦高壓升高, 行逆程脈沖幅度也按比例增大, 經(jīng)D705、C730整流、 濾波后使CP7011腳電壓上升, 2腳和3腳電壓也跟著上升。 當(dāng)2、 3腳分壓值升高到使穩(wěn)壓二極管擊穿, 則將使Q704基極電壓升高, 發(fā)射極電壓亦隨之升高, 可控硅Q705控制柵有正觸發(fā)信號而導(dǎo)通(有的機(jī)型不用Q704, 而是直接驅(qū)動可控硅Q705), 108 V直流電壓被短路(R720只有2.2 ), 二極管D908由截止轉(zhuǎn)為導(dǎo)通, 使開關(guān)管Q901基極偏置電壓降低, 再加負(fù)載短路使T901的正反饋無法形成, 則間歇振蕩停止, 開關(guān)電源不工作。,圖中的R714 (10 )是行輸出管發(fā)射極電阻, R625(2.7 )

22、是OTL場輸出PNP管集電極串的電阻。 當(dāng)行、 場掃描電路電流過大時, 將導(dǎo)致Q704基極和發(fā)射極電壓上升, 可控硅Q705導(dǎo)通而使保護(hù)電路動作。R625是保險電阻, 本身也會因電流太大而熔斷。 并聯(lián)在整流二極管D906、D907上的電容器C911、 C915和串聯(lián)電感L904、L906等是為防止高頻輻射而加的。 C901作用也一樣。,圖11-8是海燕CS37-2型彩色電視機(jī)電源電路。 從結(jié)構(gòu)上看, 它仍是脈沖變壓器耦合并聯(lián)型開關(guān)穩(wěn)壓電源。 它采用的是頻率控制方式, 間歇振蕩頻率不受行頻控制和同步, 其穩(wěn)壓作用是通過改變開關(guān)脈沖頻率(周期)、 即脈沖占空比來崐完成的。 由于開關(guān)頻率不受行頻同步

23、, 所以一般選得較高, 30 kHz左右。 工作脈沖頻率的提高可使脈沖變壓器體積縮小, 效率有所提高, 并使濾波電路結(jié)構(gòu)簡單、 效果更好。,圖 11-8 海燕CS37-2型電視機(jī)電源電路,下面分析此電路的工作過程: Q901為開關(guān)調(diào)整管, Q904是誤差比較放大管, Q903、 Q902則構(gòu)成頻率調(diào)制控制級。 電路的自激振蕩過程如下: 220 V交流電經(jīng)D901D904橋式整流電路整流、 C907等濾波而得到300 V左右的未穩(wěn)定直流電壓。 此電壓經(jīng)脈沖變壓器T901初級(、12繞組)加到Q901的集電極 它同時又經(jīng)R908、 R909、 R904和L902等給Q901基極一個小偏置, 使Q9

24、01開始導(dǎo)通, 其集電極電流開始增長。 此電流流經(jīng)T901初級, 便在次級激勵線圈、10端感應(yīng)得上正下負(fù)的電壓, 這個電壓通過D909、 C909、 R906、 L902和R904等正反饋到Q901基極, 結(jié)果使Q901迅速飽和導(dǎo)通。,在此過程中, 次級取樣繞組、 也感應(yīng)出上負(fù)下正的電壓, 二極管D911截止, 端的負(fù)電壓通過電容C913耦合到Q903基極, 則Q903、 Q902都截止。 同時, 次級、 繞組感應(yīng)得上負(fù)下正的電壓, D916也截止。 Q901飽和導(dǎo)通后電源電壓降在初級線圈兩端, 其集電極電流Ic呈線性緩慢增長。,因?yàn)镮c近似勻速上升, 故次級、10端的感應(yīng)電壓基本不變, 則正

25、反饋形成的基極電流也基本為一恒定值Ib。 那么, 當(dāng)Q901集電極電流增到足夠大Ic/=Ib時, 管子就將脫離飽和進(jìn)入放大區(qū), Ic停止增長。 而Ic的停止增長又使、 10端感應(yīng)電壓消失, Ib迅速減小導(dǎo)致Ic隨之減小。 Ic的減小將使、 10的感應(yīng)電壓變?yōu)橄蛏县?fù)下正, 通過D907、 D908、 D906、 L902、 R904等作用到Q901基極, 又使Ib大大減小, 這個正反饋過程使Q901迅速截止。 Q901截止期間, 初級的儲能轉(zhuǎn)移到次級、 和、 等繞組, 向負(fù)載和C918、 C916等供電。 與此同時, 輸入電源仍經(jīng)R908、 R909、 L902、 R904等向Q901基極提供電

26、流而進(jìn)入下一周期。,這個電路要注意理解Q903、Q902對Q901工作狀態(tài)的影響。前面講過, Q901導(dǎo)通瞬間端感應(yīng)得一負(fù)脈沖使Q903、Q902截止, 但隨著C913被充電(極性左負(fù)右正), Q903基極電位越來越高, 導(dǎo)致Q903和Q902導(dǎo)通, 經(jīng)C910耦合使10端電壓下降, Q901基極電流提前減小而致集電極電流減小, 出現(xiàn)正反饋使Q901截止。 同時, 10端負(fù)、 端正的感應(yīng)電壓使D910導(dǎo)通, C910充上上負(fù)下正的電壓也幫助Q901的截止。 在輸入電源經(jīng)R908、 R909等向Q901基極提供偏流的同時, 也經(jīng)R906、 D907、 D908等向C910反向充電(C910通過Q902放電)。,隨著Q901基極電位的升高, 又進(jìn)入使Q904導(dǎo)通的正反饋過程, 端的負(fù)脈沖又使Q903、 Q902截止。 此時, 、10端感應(yīng)電壓不能導(dǎo)通D910, 故不對C910充電。綜上所述, 電路進(jìn)入平衡工作狀態(tài)時, Q903、 Q902