高速M(fèi)OS驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)和應(yīng)用指南

1、高速M(fèi)OS驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)和應(yīng)用指南摘要本篇論文的主要目的是來(lái)論證一種為高速開關(guān)應(yīng)用而設(shè)計(jì)高性能柵極驅(qū)動(dòng)電路的系統(tǒng)研究方法。它是對(duì)“一站買齊”主題信息的收集，用來(lái)解決設(shè)計(jì)中最常見的挑戰(zhàn)。因此，各級(jí)的電力電子工程師對(duì)它都應(yīng)該感興趣。對(duì)最流行電路解決方案和他們的性能進(jìn)行了分析，這包括寄生部分的影響、瞬態(tài)的和極限的工作情況。整篇文章開始于對(duì)MOSFET技術(shù)和開關(guān)工作的概述，隨后進(jìn)行簡(jiǎn)單的討論然后再到復(fù)雜問題的分析。仔細(xì)描述了設(shè)計(jì)過(guò)程中關(guān)于接地和高邊柵極驅(qū)動(dòng)電路、AC耦合和變壓器隔離的解決方案。其中一個(gè)章節(jié)專門來(lái)解決同步整流器應(yīng)用中柵極驅(qū)動(dòng)對(duì)MOSFET的要求。另外，文章中還有一些一步一步的參數(shù)分析設(shè)計(jì)實(shí)

2、例。簡(jiǎn)介MOSFET是Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor的首字母縮寫，它在電子工業(yè)高頻、高效率開關(guān)應(yīng)用中是一種重要的元件?；蛟S人們會(huì)感到不可思議，但是FET是在1930年，大約比雙極晶體管早20年被發(fā)明出來(lái)。第一個(gè)信號(hào)電平FET晶體管制成于二十世紀(jì)60年代末期，而功率MOSFET是在二十世紀(jì)80年代開始被運(yùn)用的。如今,成千上萬(wàn)的MOSFET晶體管集成在現(xiàn)代電子元件,從微型的到“離散”功率晶體管。本課題的研究重點(diǎn)是在各種開關(guān)模型功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中柵極驅(qū)動(dòng)對(duì)功率MOSFET的要求。場(chǎng)效應(yīng)晶體管技術(shù)雙極晶體管和場(chǎng)效應(yīng)晶體管有著相同的工作原理

3、。從根本上說(shuō),，兩種類型晶體管均是電荷控制元件，即它們的輸出電流和控制極半導(dǎo)體內(nèi)的電荷量成比例。當(dāng)這些器件被用作開關(guān)時(shí)，兩者必須和低阻抗源極的拉電流和灌電流分開，用以為控制極電荷提供快速的注入和釋放。從這點(diǎn)看，MOS-FET在不斷的開關(guān)，當(dāng)速度可以和雙極晶體管相比擬時(shí)，它被驅(qū)動(dòng)的將十分的激烈。理論上講，雙極晶體管和MOSFET的開關(guān)速度是基本相同的，這取決與載流子穿過(guò)半導(dǎo)體所需的時(shí)間。在功率器件的典型值為20 200皮秒，但這個(gè)時(shí)間和器件的尺寸大小有關(guān)。與雙極結(jié)型晶體管相比，MOSFET在數(shù)字技術(shù)應(yīng)用和功率應(yīng)用上的普及和發(fā)展得益于它的兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)。優(yōu)點(diǎn)之一就是在高頻率開關(guān)應(yīng)用中MOSFET使用比較

4、方便。MOSFET更加容易被驅(qū)動(dòng)，這是因?yàn)樗目刂茦O和電流傳導(dǎo)區(qū)是隔離開的，因此不需要一個(gè)持續(xù)的電流來(lái)控制。一旦MOSFET導(dǎo)通后，它的驅(qū)動(dòng)電流幾乎為0。另外，在MOSFET中，控制電荷的積累和存留時(shí)間也大大的減小了。這基本解決了設(shè)計(jì)中導(dǎo)通電壓降（和多余的控制電荷成反比）和關(guān)斷時(shí)間之間的矛盾。因此，MOSFET技術(shù)以其更加簡(jiǎn)單的、高效的驅(qū)動(dòng)電路使它比晶體管設(shè)備具有更大的經(jīng)濟(jì)效益。此外，有必要突出強(qiáng)調(diào)下，尤其是在電源應(yīng)用上，MOSFET本身具有阻抗特性。MOSFET漏源端的電壓降和流經(jīng)半導(dǎo)體的電流成線性關(guān)系。這種線性關(guān)系,以MOSFET的RDS(on)表現(xiàn)出來(lái)，即導(dǎo)通阻抗。對(duì)于一個(gè)給定的柵源電壓

5、和溫度的器件，其導(dǎo)通阻抗是恒定的。和p-n結(jié)-2.2mV/的溫度系數(shù)相反，MOSFET有一個(gè)正的溫度系數(shù)，約為0.7% / 到1%/。MOSFET的這一正溫度系數(shù)使得它成為在大功率電源應(yīng)用的并聯(lián)工作（由于使用一個(gè)器件是不實(shí)際或不可能的）上的理想選擇。由于MOSFET較好的溫度系數(shù)，并聯(lián)的管子通常是均分電流。電流的均分是自動(dòng)實(shí)現(xiàn)的，這是因?yàn)樗臏囟认禂?shù)作為一個(gè)緩慢的負(fù)反饋系統(tǒng)。當(dāng)電流較大時(shí)設(shè)備溫度將會(huì)升高，但是不要忘記源漏極間的電壓是不變的，溫度升高將會(huì)使源漏極間電阻變大，增大的電阻又會(huì)使電流減小，因此管子的溫度又會(huì)下降。最后，會(huì)達(dá)到一個(gè)動(dòng)態(tài)平衡，并聯(lián)的管子都通過(guò)相同的電流。在電流分配中，源漏極

6、導(dǎo)通電阻的初始值和有不同溫度特性的結(jié)電阻在均分電流時(shí)將會(huì)引起較大的誤差，最高可達(dá)30%。器件類型幾乎所有的MOSFET制造廠商都有制造最佳管子的獨(dú)特制造技術(shù)，但所有這些在市場(chǎng)上的管子都可分為基本的三類，如圖1所示。雙擴(kuò)散型晶體管在1970年開始應(yīng)用于電源方面并在以后的時(shí)間里不斷的發(fā)展。使用多晶硅閘門結(jié)構(gòu)和自動(dòng)調(diào)整過(guò)程，使高密度的集成和電容迅速的減小成為可能。下一個(gè)重大的進(jìn)步是在功率MOSFET器件上V溝槽技術(shù)或者稱為溝渠技術(shù)，使集成度進(jìn)一步的提高。更好的性能和更高的集成度并不是由你隨便就能得來(lái)的，這是因?yàn)檫@將導(dǎo)致MOS器件溝渠更難制造。在這里第三個(gè)器件類型是橫向功率MOSFET。該器件的電壓、

7、電流是受限制的，這是由于其對(duì)芯片形狀的低效利用。然而,他們能在低電壓應(yīng)用上提供很大的效益, 如在微型電源或在隔離轉(zhuǎn)換同步整流器中。由于橫向功率MOSFET有著相當(dāng)小的電容，因此他們的開關(guān)速度可以很快而且柵極驅(qū)動(dòng)損耗也比較小。場(chǎng)效應(yīng)晶體管模型有很多的模型來(lái)說(shuō)明MOSFET如何工作，然而找到正確的適合的模型是比較困難的。大多數(shù)MOSFET制造商為他們的器件提供普通或者軍用（Spice and/or Saber）模型，但是這些模型很少告訴使用者在實(shí)際使用中的陷阱。他們甚至很少提供在使用中最常見的最普通問題的解決方案。一個(gè)真正有用的MOSFET模型會(huì)從應(yīng)用的角度描述器件所有重要的性質(zhì)，這使得其模型可能

8、會(huì)相當(dāng)復(fù)雜。另一方面，如果我們把模型限制在某一問題領(lǐng)域，那么我們可以得到十分簡(jiǎn)單并有意義的MOSFET模型。在圖2中第一個(gè)模型是基于MOSFET器件的實(shí)際結(jié)構(gòu), 它主要用于直流的分析。它表示出了溝道阻抗和JFET（相當(dāng)于外延層的阻抗）。外延層的厚度（決定外延層的阻抗）是器件額定電壓的函數(shù)，而高電壓的MOSFET需要一個(gè)厚的外延層。圖2b可以非常好的展示MOSFET的dv/dt引發(fā)的擊穿特性。它主要展現(xiàn)了兩種擊穿機(jī)制，即誘發(fā)寄生晶體管（所有的管子均有）的導(dǎo)通和dv/dt根據(jù)柵極阻抗誘發(fā)溝道導(dǎo)通?，F(xiàn)代的功率MOSFET由于生產(chǎn)工藝的提高減小了基極和發(fā)射極的電阻，因此，實(shí)際上對(duì)dv/dt誘發(fā)寄生np

9、n晶體管導(dǎo)通是有免疫的。必須指出的是，寄生性雙極晶體管還扮演著另一個(gè)重要的角色。它的基集結(jié)就是有名的MOSFET的體二極管。圖2c是場(chǎng)效應(yīng)晶體管的開關(guān)模型。影響開關(guān)性能的最重要的寄生部分都展現(xiàn)在這個(gè)模型中。它們對(duì)器件的開關(guān)過(guò)程的影響將在下一章中討論。MOSFET的重要參數(shù)當(dāng)MOSFET工作在開關(guān)狀態(tài)下，目標(biāo)是在可能的最短時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)器件在最低阻抗和最高阻抗之間的切換。由于MOSFET實(shí)際的開關(guān)時(shí)間（10ns60ns）至少比理論開關(guān)時(shí)間（50ps200ps）大23個(gè)數(shù)量級(jí)，因此有必要了解其差異。參考圖2中MOSFET的模型，可以發(fā)現(xiàn)所有的模型在器件的三端之間都連有一個(gè)等效電容。毫無(wú)疑問，開關(guān)速度和

10、性能決定于這三個(gè)電容上電壓變化的快慢。因此，在高速開關(guān)應(yīng)用中，器件的寄生電容是一個(gè)重要的參數(shù)。 電容CGS和電容CGD與器件的實(shí)際幾何尺寸有關(guān)，而電容CDS是寄生在雙集晶體管的基集二極管間的電容。電容CGS是由于源極和柵極形成的溝道區(qū)域的重疊形成的。它的值由器件實(shí)際的區(qū)域幾何尺寸決定而且在不同的工作條件下保持不變。電容CGD由兩個(gè)因素決定。一是耗盡層（是非線性的）的電容；二是JFET區(qū)域和柵極的重疊。等效電容CGD是器件漏源極電壓的函數(shù)，大致可用下面公式計(jì)算得到：電容CDS也是非線性的，這是由于它是體二極管的結(jié)電容。它和電壓間關(guān)系為：不幸的是，上述的所有電容在器件的資料表中均未涉及和說(shuō)明。它們

11、的值由Ciss（柵短路共源輸入電容）、Crss（柵短路共源反向傳輸電容）、Coss（柵短路共源輸出電容）間接給出，而且必須用下列公式計(jì)算：在開關(guān)應(yīng)用中，電容CGD會(huì)引起其他復(fù)雜問題，這是由于它處于器件輸入與輸出間的反饋回路中。因此，它在開關(guān)應(yīng)用中有效值可能會(huì)很大，它的值取決于MOSFET的漏源極電壓。這種現(xiàn)象被稱為“Miller”效應(yīng)，而且可以用下式表示：由于電容CGD和CGS是和電壓有關(guān)的，因此只有把測(cè)試條件列出來(lái)時(shí)，那些資料中的數(shù)據(jù)才是有效的。對(duì)于一個(gè)確定的應(yīng)用，有關(guān)的平均電容值必須由計(jì)算得來(lái)，而計(jì)算是基于建立于實(shí)際電壓所需要的電荷。對(duì)于大多數(shù)的功率MOSFET來(lái)說(shuō)，下面公式將會(huì)十分有用：

12、下一個(gè)將要談及的重要的參數(shù)是柵極網(wǎng)格阻抗，Rg,I。這個(gè)寄生阻抗描述了器件內(nèi)部柵極信號(hào)分配與阻抗之間的聯(lián)系。在高速開關(guān)應(yīng)用中它的重要性尤為突出，因?yàn)樗橛隍?qū)動(dòng)和器件輸入電容之間，直接影響MOSFET的開關(guān)時(shí)間和dv/dt 能力。在工業(yè)生產(chǎn)中已經(jīng)意識(shí)到這個(gè)問題，實(shí)際中的高速M(fèi)OSFET器件如RF MOSFET在柵極信號(hào)分配中使用金屬柵極用來(lái)代替高阻抗的硅柵極。在資料表中阻抗Rg,I并沒有指明，但在實(shí)際的應(yīng)用中它可能是器件一個(gè)十分重要的特性。在這篇文章的后面，附錄A4展示了通過(guò)使用阻抗電橋采用一種典型的測(cè)量裝置來(lái)確定柵極內(nèi)部阻抗值。很明顯，柵極閾值電壓也是一個(gè)臨界特性。有必要注意一下，在器件資料表

13、中VTH(開啟電壓)的值是指在25，而且在漏極電流很小的情況下，電流典型值是250uA。因此，它并不等同于被大家公認(rèn)的柵極開關(guān)波形的Miller平坦區(qū)。關(guān)于開啟電壓VTH的另一個(gè)很少提到的是約為-7mV/的溫度系數(shù)，在MOSFET邏輯電平柵極電路驅(qū)動(dòng)中它有著尤為重要的意義，它的開啟電壓VTH比在正常的測(cè)試條件下已經(jīng)變低了。由于MOS FET工作在較高的溫度，柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)必須中適當(dāng)?shù)目紤]到在截止時(shí)較低的開啟電壓，dv/dt 免疫能力的計(jì)算見附錄A和F。場(chǎng)效應(yīng)晶體管的跨導(dǎo)是線性工作區(qū)中小信號(hào)的增益。有必要指出在管子每次導(dǎo)通或截止時(shí)，都要必須經(jīng)過(guò)線性工作區(qū)，此時(shí)的電流取決于柵源電壓。正向跨導(dǎo)gfs，

14、反映了漏極電流和柵源電壓之間的小信號(hào)關(guān)系，具體關(guān)系如下：因此，MOSFET在線性區(qū)的最大電流公式為：變換VGS，Miller平坦區(qū)電壓可近似寫成漏極電流的函數(shù)：其他重要的參數(shù)如LD-漏極電感和Ls-源極電感在開關(guān)性能中也有顯著的限制。典型的LD和Ls值會(huì)在器件資料單中列出，而且他們的值主要和器件的封裝類型有關(guān)。它們的影響通?？梢院屯獠考纳ㄍǔ：筒季趾屯怆娐芬蛩厝缏╇姼小z測(cè)電阻等等）一同分析。完整的，外部系列柵極電阻和MOSFET的輸出阻抗在高速柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)中是決定性的因素，因?yàn)樗鼈冊(cè)陂_關(guān)速度和最終開關(guān)損耗上有著深遠(yuǎn)的意義。開關(guān)應(yīng)用現(xiàn)在，所有的角色都討論完了，讓我們來(lái)研究下MOSFET的

15、真實(shí)開關(guān)行為。為了更好的理解其基本過(guò)程，電路中的寄生電感將會(huì)被忽略掉。隨后，它們?cè)诨竟ぷ髦懈髯缘挠绊憣?huì)單獨(dú)的分析。此外，下面的說(shuō)明和鉗位感應(yīng)開關(guān)有關(guān)，這因?yàn)榇蠖鄶?shù)被用于電源模式的MOSFET晶體管和高速門驅(qū)動(dòng)電路工作于那個(gè)模式。一個(gè)最簡(jiǎn)單的鉗位感應(yīng)開關(guān)模型如圖三（Figure）所示, 直流電流源代表感應(yīng)器。在開關(guān)間隔比較小的情況下，它的電流可看作是連續(xù)的。在MOSFET截止期間二極管為電流提供了一個(gè)回路，設(shè)備的漏極終端用一個(gè)電池來(lái)象征表示。導(dǎo)通過(guò)程MOSFET的導(dǎo)通過(guò)程可分為如圖4（即Figure4）所示的四個(gè)階段。第一個(gè)階段：輸入電容從0開始充電到Vth,在這個(gè)過(guò)程，柵極絕大部分電流都用

16、來(lái)給電容CGS充電，也有很小的電流流過(guò)電容CGS。當(dāng)電容CGS的電壓增加到門的極限時(shí)，它的電壓就會(huì)有稍微的減小。這個(gè)過(guò)程稱為導(dǎo)通延遲，這是因?yàn)榇藭r(shí)器件的漏極電流和漏極電壓均未發(fā)生變化。當(dāng)柵極電壓達(dá)到開啟電壓時(shí)，MOSFET處于微導(dǎo)通狀態(tài)。在第二個(gè)階段，柵極電壓從Vth上升到Miller平坦區(qū)，即VGS,Miller。這是器件的線性工作區(qū)，電流和柵極電壓成正比。在柵極的一側(cè)，電流如第一階段一樣流入電容CGS和CGD，電容VGS的的電壓將會(huì)不斷升高。在器件的輸出端，漏極電流也不斷變大，但是漏源電壓基本不變，保持先前水平(VDS,OFF )。這從圖3的原理圖可以看出來(lái)。當(dāng)所有電流都流入MOSFET而

17、且二極管完全截止（pn結(jié)能承受反向電壓）后，漏極電壓必須保持在輸出電壓水平。進(jìn)入導(dǎo)通過(guò)程的第三個(gè)階段，柵極電壓（VGS,Miller）已經(jīng)足夠使漏極電流全部通過(guò)，而且整流二極管處于完全截止?fàn)顟B(tài)?，F(xiàn)在允許漏極電壓下降。在器件漏極電壓下降過(guò)程中，柵源電壓保持不變。這就是柵極電壓波形的Miller平坦區(qū)。從驅(qū)動(dòng)得到的可用的所有柵極電流通過(guò)電容CGD放電，這將加快漏源電壓變化。而漏極電流幾乎不變，這是由于此刻它受外部電路（即直流電流源）限制。最后一個(gè)階段MOSFET溝道增強(qiáng)，處于完全導(dǎo)通狀態(tài)，這得益于柵極的電壓已經(jīng)足夠高。最終的VGS電壓幅度將決定器件最終導(dǎo)通阻抗。因此，在第四個(gè)階段，電壓VGS從Mi

18、ller平坦區(qū)增大到其最大值VDRV。這由于電容CGS和CGD的充電完成，因此柵極電流被分成這兩部分。在這兩個(gè)電容充電過(guò)程中，漏極電流保持不變，漏源電壓也隨著導(dǎo)通阻抗的減小而慢慢的減小。關(guān)斷過(guò)程MOSFET的關(guān)斷過(guò)程恰好和它的導(dǎo)通過(guò)程相反。電壓VGS從圖3的VDRV開始，電流從圖3的最大負(fù)載電流IDC開始。漏源電壓由MOSFET的電流IDC和導(dǎo)通阻抗決定。圖5完整的顯示了關(guān)斷的四個(gè)階段。第一個(gè)階段是關(guān)斷延遲，這階段需要電容CISS從最初值電壓放電到Miller平坦區(qū)水平。這期間柵極電流由電容CISS提供，而且它流入MOSFET的電容CGS和CGD。器件的漏極電壓隨著過(guò)載電壓的減小而略微的增大。

19、此階段漏極電流幾乎不變。在第二個(gè)階段，管子的漏源電壓從IDCRDS(On)增加到最終值（VDS(off)）,由圖3的原理圖可知它是由整流二極管強(qiáng)制決定的。在這一階段，即相當(dāng)于柵極電壓波形的Miller平坦區(qū)，柵極電流完全是電容CGD的充電電流因?yàn)闁旁措妷菏遣蛔兊?。這個(gè)電流由電源級(jí)的旁路電容提供而且它是從漏極電流減掉的?？偟穆O電流仍然等于負(fù)載電流，也就是圖3直流電源表示的感應(yīng)電流。二極管的導(dǎo)通預(yù)示著第三個(gè)階段的開始，二極管給負(fù)載電流提供另一通路。柵極電壓從VGS,Miller降到Vth。大部分的柵極電流來(lái)自于電容CGS，因?yàn)槭聦?shí)上電容CGD在前一個(gè)階段是充滿電的。MOSFET處于線性工作區(qū)，而

20、且柵源電壓的降低將會(huì)導(dǎo)致漏極電流的減小，在這個(gè)階段的最后漏極電流幾乎達(dá)到0。與此同時(shí)，由于整流二極管的正向偏置漏極電壓將維持在VDS(off)。截止過(guò)程的最后一個(gè)階段是器件的輸入電容完全放電。電壓VGS進(jìn)一步減小到0。占柵極電流較大比例部分的電流，和截止過(guò)程的第三階段一樣，由電容CGS提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。綜合上述結(jié)論，可以總結(jié)為：在四個(gè)階段（無(wú)論是導(dǎo)通還是關(guān)斷）里，場(chǎng)效應(yīng)晶體管可在最大阻抗和最小阻抗間變換。四個(gè)階段的時(shí)間是寄生電容、所需電壓變化、柵極驅(qū)動(dòng)電流的函數(shù)。這就突出了在高速、高頻開關(guān)應(yīng)用設(shè)計(jì)中器件選擇部分和柵極最適合工作條件的重要性。MOSFET典型的開啟延遲時(shí)間、

21、關(guān)斷延遲時(shí)間、上升沿時(shí)間、下降沿時(shí)間會(huì)在資料表中列出。不幸的是，這些數(shù)據(jù)適用于特殊的測(cè)試條件而對(duì)于有阻抗的負(fù)載，不同廠家的產(chǎn)品使得比較變得困難。而且，實(shí)際開關(guān)應(yīng)用中呈感性的負(fù)載的數(shù)據(jù)和資料表上給的又是有很大差別。功率損耗MOSFET在電源應(yīng)用中作為開關(guān)用時(shí)將會(huì)導(dǎo)致一些不可避免的損耗，這些損耗可以分為兩類。這兩類中較為簡(jiǎn)單的是器件柵極驅(qū)動(dòng)損耗。如前所述，MOSFET的導(dǎo)通和截止過(guò)程包括電容CISS的充電和放電。當(dāng)電容上的電壓發(fā)生變化時(shí)，一定量的電荷就會(huì)發(fā)生轉(zhuǎn)移。需要一定量的電荷使柵極電壓在0和VDRV之間變化，這在資料表中的柵極電壓-電荷曲線表現(xiàn)出來(lái)。圖6（Figure6）是一個(gè)示例。這個(gè)圖表曲

22、線給出了一個(gè)柵極電荷與柵極驅(qū)動(dòng)電壓成函數(shù)關(guān)系的在最惡劣條件下相對(duì)精確的估計(jì)。常用來(lái)生成這些曲線的參數(shù)是器件漏源截止電壓。VDS(off)影響Miller電荷（曲線中平坦曲線下面部分），也即，在整個(gè)開關(guān)周期中所需的總電荷。在圖6中一旦得到了柵極總電荷，那么柵極電荷損耗就可用下面公式計(jì)算：式中VDRV是柵極驅(qū)動(dòng)波形的幅度，fDRV是柵極驅(qū)動(dòng)的頻率（這個(gè)頻率通常情況等于開關(guān)頻率）。值得注意在這個(gè)公式中的QGfDRV項(xiàng)，它給出了驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O所需的平均偏置電流。驅(qū)動(dòng)MOSFET的柵極損耗在了柵極的驅(qū)動(dòng)電路上。參看圖4和圖5，損耗部分可被認(rèn)為是柵極驅(qū)動(dòng)回路中一系列的電阻的組合。在每個(gè)開關(guān)循環(huán)中，所需要的電荷必

23、須流經(jīng)輸出驅(qū)動(dòng)阻抗、外部柵極電阻和內(nèi)部柵極網(wǎng)格阻抗。這樣的結(jié)果是，功率損耗并不取決于電荷流經(jīng)阻抗元件的快慢。使用圖4和圖5的指定電阻，驅(qū)動(dòng)功率損耗可表示為：在上面的方程式中，柵極驅(qū)動(dòng)電路用有阻抗的輸出代替，但這個(gè)假設(shè)對(duì)于金屬半導(dǎo)體的柵極驅(qū)動(dòng)是無(wú)效的。當(dāng)雙極性晶體管在柵極電路驅(qū)動(dòng)中被用到時(shí)，輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性的，而且公式將得不到正確的結(jié)果。為保險(xiǎn)起見，假定柵極阻抗很?。?）而且大部分損耗浪費(fèi)在驅(qū)動(dòng)電路中。假如Rgate足夠大，足以使IG低于驅(qū)動(dòng)雙極型的能力，那么絕大部分的柵極功率損耗浪費(fèi)在Rgate上。除了柵極驅(qū)動(dòng)功率損耗外，還有由于大電流和大電壓在較短的時(shí)間內(nèi)同時(shí)出現(xiàn)造成的傳統(tǒng)意義上的開關(guān)損耗

24、。為了保證開關(guān)損耗最小，這個(gè)持續(xù)的時(shí)間間隔必須盡量的小。觀察MOSFET的導(dǎo)通和截止過(guò)程，應(yīng)該減小開關(guān)過(guò)程中第2和第3個(gè)階段的時(shí)間（無(wú)論是導(dǎo)通過(guò)程還是截止過(guò)程）。這個(gè)間隔是MOSFET的線性工作區(qū)間，此刻?hào)艠O電壓介于VTH和VGS,Miller。漏極電壓在開關(guān)間轉(zhuǎn)換時(shí)，將會(huì)引起器件電流變化而且到達(dá)Miller平坦區(qū)。在高速門驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)中領(lǐng)悟這點(diǎn)是十分重要的。它強(qiáng)調(diào)突出這樣的事實(shí)：門驅(qū)動(dòng)最主要的特性就是它在Miller平坦區(qū)電壓附近的拉電流和灌電流能力。峰值電流能力，是在有輸出阻抗時(shí)最大電壓VDRV條件下測(cè)得的，和MOSFET的實(shí)際開關(guān)性能有很少聯(lián)系。真正決定器件開關(guān)時(shí)間的是在柵源電壓，也就是

25、，在輸出為5V的情況下（MOSFET的邏輯電平是2.5V）時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電流的能力。MOSFET的開關(guān)損耗的粗略估計(jì)可使用在開關(guān)期間第2和第3個(gè)階段關(guān)于門驅(qū)動(dòng)電流、漏極驅(qū)動(dòng)電流、漏極驅(qū)動(dòng)電壓的簡(jiǎn)單線性近似。首先必須確定門驅(qū)動(dòng)電流，分別為第2和第三階段作準(zhǔn)備：假設(shè)IG2為器件的輸入電容充電電流，在電壓從VTH變到VGS,Miller；IG3是電容CRSS的放電電流，在漏極電壓從VDS(off)變到0時(shí)，大致的開關(guān)時(shí)間為：在t2時(shí)間內(nèi)，漏極電壓是VDS(off)，電流從0傾斜的變化到負(fù)載電流IL，而在t3時(shí)間內(nèi)漏極電壓從VDS(off)變到0。再次使用波形的線性近似，各自時(shí)間內(nèi)的功率損耗近似為：式中的

26、T是開關(guān)周期?？偟拈_關(guān)損耗是兩部分的和，由此可得出下列表達(dá)式：即使較好的理解了開關(guān)的過(guò)程，但是要精確的計(jì)算開關(guān)損耗幾乎是不可能的。原因是寄生感性分量將會(huì)顯著的影響電流和電壓波形，也會(huì)影響開關(guān)過(guò)程的開關(guān)時(shí)間?？紤]到實(shí)際電路中不同的漏極和源極感應(yīng)的影響，將會(huì)導(dǎo)出一個(gè)二階微分方程來(lái)描述電路中的實(shí)際波形。由于那些變量，包括開啟電壓、MOSFET電容值、驅(qū)動(dòng)輸出部分等等，有很大的誤差，上述的線性近似對(duì)于MOSFET開關(guān)損耗的估算是可行的，是比較合理的。寄生部分的影響對(duì)開關(guān)性能最有深遠(yuǎn)的影響是源極電感系數(shù)。在一個(gè)典型的電路中，寄生電感有兩個(gè)來(lái)源，一是MOSFET封裝時(shí)的封裝接線；二是在源極端和共地端的印刷

27、電路板線的電感。當(dāng)高頻濾波電容的負(fù)極和門驅(qū)動(dòng)的旁路電容在功率級(jí)時(shí)通常要考慮這些。在源極的一系列電流檢測(cè)電阻也會(huì)對(duì)前兩部分電路增加額外的電感。開關(guān)過(guò)程中有兩個(gè)機(jī)制，這包括源極電感。在開關(guān)轉(zhuǎn)換的開始，柵極電流慢慢增大（由圖4和圖5可得知）。這個(gè)電流必須流經(jīng)源極電感，而且會(huì)變慢，這取決于電感值。因此，MOSFET的輸入電容的充放電時(shí)間將會(huì)變長(zhǎng)，這主要會(huì)影響導(dǎo)通延遲和截止延遲（第一階段）。此外，源極電感和電容CISS組成共振電路，如圖7所示。震蕩電路隨著門驅(qū)動(dòng)電壓波形的陡峭邊沿而消失，而且他是門驅(qū)動(dòng)電路中導(dǎo)致可觀察的到的毛刺波形的基本原因。幸運(yùn)的是，源極電感和電容CISS之間較大的Q值將會(huì)使震蕩衰減，

28、另外，回路中的一系列的電阻（包括輸出驅(qū)動(dòng)部分、外部柵極電阻、內(nèi)部柵極網(wǎng)格電阻）也會(huì)使震蕩衰減。使用者唯一可以調(diào)節(jié)的電阻，RGATE可以為達(dá)到最佳狀態(tài)而計(jì)算出來(lái)：小一點(diǎn)的阻值電阻將會(huì)導(dǎo)致門驅(qū)動(dòng)電壓波形的一個(gè)毛刺，但也會(huì)加快開啟速度。大點(diǎn)阻值的電阻對(duì)震蕩不會(huì)衰減而且會(huì)加大開關(guān)時(shí)間，這對(duì)門驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)沒有任何的幫助。源極電感的第二個(gè)影響是器件漏極電流迅速變化時(shí)的一個(gè)負(fù)反饋。這個(gè)影響在導(dǎo)通過(guò)程的第2個(gè)階段和截止過(guò)程的第3個(gè)階段會(huì)出現(xiàn)。在這些階段中，門電壓介于VTH和VGS,Miller之間，而門電流由驅(qū)動(dòng)部分電壓決定（VDRVVGS）。為了使漏極電流增加的快些，源極電感上必須加上必要的電壓。這個(gè)電壓減少了

29、可用的驅(qū)動(dòng)電壓，這將會(huì)降低漏極電流變化率。較低的漏極電流變化率使得源極電感需要的電壓變小。由此會(huì)建立一個(gè)由源極電感負(fù)反饋導(dǎo)致的柵極電流和漏極電流變化率之間的微妙的平衡。在開關(guān)網(wǎng)絡(luò)中的另外一個(gè)寄生電感是漏極電感，它也由幾部分組成。它們是封裝電感、所有的互聯(lián)電感、在孤立電源中變壓器的漏電感。它們的影響可以合并到一塊，因?yàn)樗麄冎g是相互連接的。它們?cè)贛OSFET中作為導(dǎo)通阻尼器。在導(dǎo)通期間，它們限制漏極電流變化而且通過(guò)公式LDdi/dt來(lái)減小器件上漏源極電壓。事實(shí)上，LD可以減小導(dǎo)通時(shí)的開關(guān)損耗。雖然較大的LD對(duì)導(dǎo)通過(guò)程有用，但是會(huì)在截止時(shí)（當(dāng)漏極電流必須快速下降時(shí)）產(chǎn)生相當(dāng)大的問題。為了使截止時(shí)漏

30、極電流能迅速減小，關(guān)于導(dǎo)通時(shí)的一個(gè)反方向電壓必須加到電感LD上。這個(gè)電壓比VDS(off)要高，這將會(huì)引起漏源電壓的一個(gè)毛刺，而且會(huì)增加截止開關(guān)損耗。精確的關(guān)于完整開關(guān)過(guò)程機(jī)制的分析包括寄生電感的影響可見相應(yīng)文獻(xiàn)，但這些點(diǎn)超出了本篇論文的范圍。接地門電路驅(qū)動(dòng)PWM直接驅(qū)動(dòng)在開關(guān)電源應(yīng)用中，驅(qū)動(dòng)MOSFET最簡(jiǎn)單的方式就是用PWM IC直接去驅(qū)動(dòng)MOSFET工作，如圖8所示。在直接驅(qū)動(dòng)中最困難的是如何使電路布線最優(yōu)化。如圖8所示，在PWM和MOSFET間有相當(dāng)大的距離。這段距離會(huì)引起由門驅(qū)動(dòng)和地之間回路造成的寄生電感，這將會(huì)降低開關(guān)速度和引起在MOSFET驅(qū)動(dòng)波形中的噪聲。即使使用地線層，寄生電

31、感也不能被消除，因?yàn)榈鼐€層僅比地回路的寄生電感小些而已。為了減小門驅(qū)動(dòng)連線的寄生電感，一個(gè)比較寬的PCB布線是必須的。直接驅(qū)動(dòng)的另一個(gè)問題是PWM控制器的電流驅(qū)動(dòng)能力。這將限制由PWM控制器驅(qū)動(dòng)的在最佳工作狀態(tài)的芯片的最大尺寸。使用PWM直接驅(qū)動(dòng)MOSFET的另一個(gè)限制因素是驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的功率損耗。如前所討論的，一個(gè)外接?xùn)艠O電阻可以解決這個(gè)問題。當(dāng)直接驅(qū)動(dòng)電路需要考慮空間限制或者成本限制時(shí)，這就需要對(duì)控制器的布線進(jìn)行仔細(xì)的考慮和分析。驅(qū)動(dòng)MOSFET的電流過(guò)高可能會(huì)破壞PWM內(nèi)部敏感的模擬電路。隨著MOSFET的尺寸的變大，對(duì)應(yīng)的柵極驅(qū)動(dòng)電荷也會(huì)增加。旁路電容的選擇也需要比原來(lái)的選擇0.1uF或

32、1uF的旁路電容更加科學(xué)的方法。旁路電容的選擇在這一章將要分析論證MOSFET旁路電容的選擇。這個(gè)電容和直接驅(qū)動(dòng)應(yīng)用電路中的PWM控制器的旁路電容一樣，因?yàn)樵趯?dǎo)通時(shí)它提供柵極驅(qū)動(dòng)電流。假如在一個(gè)孤立的驅(qū)動(dòng)電路中，無(wú)論是一個(gè)IC還是孤立的元件的門驅(qū)動(dòng)，這個(gè)電容必須放得很近，直接接在偏置端和地線間更好。這里有兩部分電流需要考慮。一個(gè)是靜態(tài)電流（即無(wú)信號(hào)輸入電流），它可能變化10倍多，在一些集成電路的輸入狀態(tài)下。它本身就會(huì)在旁路電容上產(chǎn)生一些紋波，計(jì)算公式為：這是假設(shè)靜態(tài)電流在比較大的情況下得到的。另一個(gè)波動(dòng)成分是柵極電流。盡管大多數(shù)情況下不知道實(shí)際電流振幅，但是由柵極電荷量可得知旁路電容產(chǎn)生的電壓

33、紋波值。在導(dǎo)通期間，旁路電容放電給柵極提供電荷，而且最后轉(zhuǎn)移到MOSFET的輸入電容上。因此有紋波如下公式：使用疊加原理和這些公式，旁路電容CDRV在允許范圍內(nèi)的電容值的公式為：式中IQ,HI是最大靜態(tài)電流，DMAX是最大占空比，fdrv是工作頻率，QG是柵極總電荷，這些是建立在門驅(qū)動(dòng)電壓幅值和漏源電壓為0的狀態(tài)下。驅(qū)動(dòng)保護(hù)在使用雙極型晶體管作為輸出級(jí)和直接驅(qū)動(dòng)的另一個(gè)需要做的事情是為雙極型晶體管的輸出提供適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)，這主要是針對(duì)反向電流的。如圖9簡(jiǎn)化圖解，集成電路的輸出級(jí)是使用npn晶體管，這是由于他們的高效區(qū)和比較好的性能。圖中的每個(gè)npn晶體管只能控制一個(gè)電流方向。上面那個(gè)可以控制拉電流

34、但不能控制灌電流，下面那個(gè)恰好相反。在MOSFET的導(dǎo)通和截止時(shí)源極電感和MOSFET的輸入電容之間不可避免的波動(dòng)迫使電流輸出時(shí)要向兩個(gè)方向流動(dòng)。為了給反向電流提供一個(gè)回路，就需要一個(gè)正向?qū)▔航档偷男ぬ鼗O管來(lái)保護(hù)輸出電路。這個(gè)二極管必須與輸出端和驅(qū)動(dòng)的旁路電容端放的很近。有必要指出，二極管僅保護(hù)驅(qū)動(dòng)電路，對(duì)控制柵源電壓噪聲無(wú)效，尤其是直接驅(qū)動(dòng)中芯片和MOSFET的柵源終端離得比較遠(yuǎn)的情況。雙極型晶體管推拉式驅(qū)動(dòng)MOSFET驅(qū)動(dòng)最流行的和最劃算的就是晶體管同相的推拉式驅(qū)動(dòng)，如圖10.像所有的外部驅(qū)動(dòng)一樣，這種電路對(duì)控制電流毛刺、功率損耗有效，這對(duì)PWM控制更有利。當(dāng)然，它們可以而且應(yīng)該緊挨

35、所驅(qū)動(dòng)的功率MOSFET放置。這樣使得驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O的電流變化在一個(gè)小的范圍內(nèi)，減小了寄生電感的值。即使驅(qū)動(dòng)由分立元件組成，也需要把旁路電容放置在上部npn管子和下部pnp管子之間。理想情況下，在驅(qū)動(dòng)的旁路電容和PWM控制器的旁路電容之間可以放置一個(gè)濾波電阻或電感，這可增加電路抗干擾能力。圖10中RGATE是可選的，RB可以由驅(qū)動(dòng)晶體管的放大倍數(shù)而計(jì)算得來(lái)，以此來(lái)提供所需的柵極阻抗。推拉式三極管驅(qū)動(dòng)有個(gè)有趣的性能，那就是兩個(gè)基射結(jié)可以相互保護(hù)，防止反向擊穿。此外，假設(shè)回路區(qū)域比較小，RGATE可以被忽略，那么使用基射三極管就可以把柵極電壓鎖定在VBIAS+VBE和GND-VBE之間。這種解決方案的另

36、一個(gè)好處是：在同樣的鎖定機(jī)制下，npn-pnp推拉式驅(qū)動(dòng)不需要任何肖特基二極管保護(hù)來(lái)防止反向電流。MOSFET 推拉式驅(qū)動(dòng)使用MOSFET電路和使用晶體管是等價(jià)的，如圖11所示。不幸的是，這個(gè)電路和晶體管推拉式電路相比有一些缺點(diǎn)，這就解釋了為什么它很少被分散的使用。圖11所示為一個(gè)反向驅(qū)動(dòng)，因此PWM控制器的信號(hào)也必須反向一下。此外，合適的MOSFET要比晶體管貴很多，而且當(dāng)他們的柵極電壓在轉(zhuǎn)變時(shí)會(huì)有很大的電流流過(guò)它們。這個(gè)問題可以通過(guò)增加額外的邏輯或者定時(shí)電路來(lái)避免，這些技術(shù)在IC中被廣泛的使用。提速電路當(dāng)提到提速電路，設(shè)計(jì)者唯一的能想到的電路就是加快MOSFET關(guān)斷過(guò)程的電路。原因是導(dǎo)通速

37、度通常受關(guān)斷速度限制，或者說(shuō)是受電源中整流器部分反向恢復(fù)速度限制。在圖3的電感箍緊模型的討論中，MOSFET的導(dǎo)通和整流二極管的截止是相符合的。因此，快速的開關(guān)決定于二極管的反向恢復(fù)特性，而不是驅(qū)動(dòng)電路的能力。在一個(gè)最優(yōu)的設(shè)計(jì)中，柵極導(dǎo)通的驅(qū)動(dòng)速度和二極管開關(guān)特性相符的。另外，考慮Miller平坦區(qū)是更加靠近GND而不是柵極最終驅(qū)動(dòng)電壓VDRV,輸出阻抗和柵極阻抗上可以得到一個(gè)更高的電壓。通常情況下所獲得的導(dǎo)通速度足夠來(lái)驅(qū)動(dòng)MOSFET了。在關(guān)斷上情況就大大的不一樣了。理論上，MOSFET的關(guān)斷速度僅僅依賴于柵極驅(qū)動(dòng)電路。一個(gè)關(guān)斷時(shí)電流比較大的電路能夠使輸入電容放電更快些，提供更短的截止時(shí)間和

38、更小的截止損耗。大的放電電流可以通過(guò)低輸出阻抗的MOSFET或者一個(gè)n溝道負(fù)的截止電壓的器件來(lái)實(shí)現(xiàn)。雖然較快的開關(guān)速度可以降低開關(guān)損耗，但是加速電路會(huì)增加波形的噪聲，這是由MOSFET關(guān)斷時(shí)較大的電壓變化率和電流變化率引起。這在選擇合適的額定電壓和電磁干擾防范上需要考慮的。截止二極管下述的關(guān)于截止二極管電路的例子是在簡(jiǎn)單的以地位參考的柵極驅(qū)動(dòng)電路中論證的，但也適用于論文后面的電路。最簡(jiǎn)單的是反向并聯(lián)二極管技術(shù)，如圖12所示。在這個(gè)電路中，RGATE可以調(diào)節(jié)MOSFET的開啟速度。在關(guān)斷期間，反向二極管分流。僅當(dāng)柵極電流高于下式值時(shí)，DOFF開始工作。1N4148的典型值約為150ma，BAS4

39、0，反向肖特基二極管的為300ma左右。因此，當(dāng)柵源電壓接近0時(shí)，二極管的作用越來(lái)越小。最終結(jié)果是，這個(gè)電路會(huì)顯著的減小截止時(shí)間的延遲，但僅是在開關(guān)時(shí)間和dv/dt能力上有所幫助而已。另一個(gè)缺點(diǎn)是柵極關(guān)斷電流仍然必須流經(jīng)驅(qū)動(dòng)的輸出阻抗。Pnp關(guān)斷電路毋庸置疑的，快速關(guān)斷電路中最流行的設(shè)置就是使用局部pnp關(guān)斷電路，如圖13所示。在QOFF的幫助下，MOSFET關(guān)斷時(shí)柵極和源極局部短路。RGATE限制開關(guān)速度，而DON為導(dǎo)通電流提供回路。另外，DON在開始導(dǎo)通時(shí)還為三極管QOFF的基射結(jié)提供保護(hù)，防止被反向擊穿。這個(gè)方案最大的好處是MOSFET輸入電容的放電峰值電流被限制在最小的可能的回路（兩個(gè)

40、晶體管的柵源連接和集射連接）中。關(guān)斷電流不再流入驅(qū)動(dòng)器中，它不會(huì)再引起接地反彈問題，而且驅(qū)動(dòng)的功率損耗也會(huì)減小1/2。關(guān)斷三極管的分流包括柵極驅(qū)動(dòng)環(huán)形電感、電流采樣電阻、和驅(qū)動(dòng)輸出阻抗。此外，QOFF從不飽和，這對(duì)迅速的開關(guān)是十分的重要的。仔細(xì)觀察電路，可發(fā)現(xiàn)這個(gè)解決方案是一個(gè)簡(jiǎn)單的推拉式驅(qū)動(dòng)，其中上拉npn晶體管被一個(gè)二極管代替。和推拉式驅(qū)動(dòng)相似，MOSFET柵極電壓被關(guān)斷電路近似的鎖定在VDRV+0.7和GND-0.7之間,消除了柵極多余電壓的危險(xiǎn)。電路的唯一的缺點(diǎn)是由于QOFF的結(jié)壓降使得柵極電壓不能達(dá)到0。Npn關(guān)斷電路要分析的下一個(gè)電路是npn局部關(guān)斷電路，如圖14所示。和pnp方案

41、類似，柵極放電電流也是被限制在局部的。Npn晶體管比pnp晶體管更靠近地端。而且，這樣放置可以提供一個(gè)自給偏壓使在加電時(shí)MOSFET仍為截止的。不幸的是，這種電路有一些重大的缺點(diǎn)。Npn關(guān)斷晶體管QOFF是反向狀態(tài)，這就需要通過(guò)QINV來(lái)提供一個(gè)反向的PWM信號(hào)。在MOSFET導(dǎo)通時(shí)，反相器從驅(qū)動(dòng)中分走一部分電流，這降低了電路的效率。此外，QINV的飽和在門驅(qū)動(dòng)時(shí)將會(huì)使關(guān)斷延遲變大。Nmos關(guān)斷電路這是一個(gè)改進(jìn)，遵循較少元件原則，如圖15所示，使用一個(gè)雙驅(qū)動(dòng)為一個(gè)小的n溝道晶體管提供PWM信號(hào)。這個(gè)電路的開關(guān)速度很快，而且可以使柵極電壓降到0V。和前面一樣RGATE可以開關(guān)的速度，但它也用來(lái)防

42、止在兩個(gè)驅(qū)動(dòng)之間毛刺電流的產(chǎn)生。另一個(gè)需要考慮的事實(shí)是QOFF的電容COSS和功率MOSFET的電容CISS相并聯(lián)。這將增加驅(qū)動(dòng)所提供的柵極總電荷量。還要考慮，主MOSFET的柵極在智能IC驅(qū)動(dòng)加電時(shí)是不固定的。dv/dt 保護(hù)這里有兩種保護(hù)MOSFET防止dv/dt觸發(fā)導(dǎo)通的情況。一是在加電過(guò)程中，器件柵極和源極端的電阻通?？梢蕴峁┻@種保護(hù)。在加電時(shí)，下拉電阻的值是在dv/dt最糟糕的情況下的來(lái)的，公式如下：在這個(gè)公式中，最大的挑戰(zhàn)就是找到加電過(guò)程中出現(xiàn)大的最大的dv/dt，然后對(duì)此進(jìn)行保護(hù)。第二種情況是在正常工作時(shí)，當(dāng)漏源端時(shí)截止而dv/dt強(qiáng)制加到這兩端。這種情況比最初預(yù)料的更普遍。所有

43、的同步整流開關(guān)都工作在這種模式，這隨后將會(huì)討論。大多數(shù)軟啟動(dòng)開關(guān)轉(zhuǎn)換器都能夠在主開關(guān)剛截止后把dv/dt強(qiáng)制加到它們上，由電源震蕩部分所驅(qū)動(dòng)。由于這些dv/dt在加電時(shí)相當(dāng)大，而且開啟電壓VTH由于結(jié)工作溫度比較高而更低，因此必須由門驅(qū)動(dòng)電路的輸出阻抗提供相應(yīng)保護(hù)。第一個(gè)任務(wù)就是確定在最糟糕情況下dv/dt的最大值。下一步就是在估計(jì)一個(gè)特定器件的合適性時(shí)計(jì)算它的正常dv/dt范圍，這由MOSFET內(nèi)部柵極阻抗和電容CGD決定。假定在理想情況即外部驅(qū)動(dòng)阻抗為0時(shí)，器件自身dv/dt限制為：式中VTH是在25時(shí)的開啟電壓，-0.007是VTH的溫度系數(shù)，RG,I是柵極內(nèi)部網(wǎng)格阻抗，CGD是柵源電容

44、。假如MOSFET的自身dv/dt比共振電路的dv/dt低，或者另一個(gè)不同的管子或者一個(gè)負(fù)的柵極偏壓，那么久必須考慮這些了。假如結(jié)果對(duì)器件是有利的，那么最大柵極阻抗可以重新計(jì)算，而且由下式可以解出這個(gè)方程式：一旦給出最大下拉電阻值，那么柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)就可以進(jìn)行了。還應(yīng)該考慮到驅(qū)動(dòng)的下拉電阻的阻抗也是和溫度有關(guān)的。在較高的溫度下，用IC電路驅(qū)動(dòng)的MOSFET表現(xiàn)出比在通常25情況下更大輸出阻抗。關(guān)斷加速電路同樣也可以用于MOSFET的dv/dt抑制上，因?yàn)樵陉P(guān)斷時(shí)可以和RGATE分流，在器件截止?fàn)顟B(tài)也可以。例如，圖13中簡(jiǎn)單的pnp關(guān)斷電路，就可以增大MOSFET最大dv/dt值。由于晶體管的放大

45、倍數(shù)的作用等式增加的dv/dt值為：在dv/dt的計(jì)算中，MOSFET內(nèi)部柵極阻抗在任何資料表中都沒有明確給出。如前所指出的，這個(gè)阻抗由柵極用于分配電流的材料、芯片大小、和芯片內(nèi)部半導(dǎo)體的設(shè)計(jì)決定。同步整流器驅(qū)動(dòng)MOSFET同步整流器是以地位參考開關(guān)的一個(gè)特例。這些器件是在傳統(tǒng)應(yīng)用中完全一樣的N溝道MOSFET，但是是應(yīng)用于低電壓輸出電源中而不是用在整流二極管中。它們通常工作在限制十分嚴(yán)格的漏源電壓范圍內(nèi)，因此，它們的電容CGS和CDS表現(xiàn)出很大的電容值。此外，它們的應(yīng)用是獨(dú)特的，因?yàn)樗麄児ぷ髟谒麄僔-I波形的第四象限。電流由源極流向漏極。這使得柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)仿佛是不相干的。假定這種情況，同步開

46、關(guān)鎖需的各個(gè)器件都有，電流將會(huì)流過(guò)這些器件，或者流過(guò)有阻抗的溝道，或者是流經(jīng)MOSFET的寄生二極管。檢驗(yàn)MOSFET同步整流開關(guān)的最簡(jiǎn)單模型就是一個(gè)簡(jiǎn)化了的buck功率級(jí)電路，其中整流二極管被晶體管QSR所代替，如圖16所示。在這個(gè)電路中第一個(gè)要確認(rèn)的事是同步整流MOSFET的工作決定于電路中的另一個(gè)控制開關(guān)，即前置開關(guān)QFW。兩個(gè)門驅(qū)動(dòng)波形不是獨(dú)立的，而且它們特定的時(shí)間標(biāo)準(zhǔn)必須一致。信號(hào)的重疊將會(huì)使致命的，因?yàn)檫@兩個(gè)MOSFET將會(huì)使源極電壓短路，而在此回路中沒有任何限流元件。理想情況是兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通和截止，這可防止MOSFETQSR體二極管的導(dǎo)通。不幸的是，避免體二極管導(dǎo)通的機(jī)會(huì)太小了

47、。若需要精確的、時(shí)間自適的開關(guān)速度快的，使用傳統(tǒng)技術(shù)通常是做不到的。因此，在很多情況下，一個(gè)簡(jiǎn)單的周期（從20ns到80ns）體二極管要比同步整流器先導(dǎo)通，后截止。柵極電荷在體二極管導(dǎo)通期間，器件中建立滿載電流，而且漏源電壓和體二極管正向?qū)▔航迪嗤?。在這些條件下，來(lái)使器件導(dǎo)通、截止所需的柵極電荷和傳統(tǒng)的在工作區(qū)四分之一周期的電荷不一樣。當(dāng)柵極導(dǎo)通時(shí)，漏源電壓幾乎為0，而且電容CGD和CDS已經(jīng)放電完畢。而且，Miller效應(yīng)也不會(huì)出現(xiàn)，在漏極和柵極端沒有反饋。因此，所需的柵極電荷和使柵源電容、柵漏電容從0充電到VDRV所需的電荷相等。精確的，在0到VDRV的低電壓下，電容CGD的平均值由下式

48、決定：下式用來(lái)計(jì)算同步MOSFET整流器的總的柵極電荷：這個(gè)值明顯的比器件資料表中給出的總電荷值要小。同樣的管子、同樣的整流電路，如果它工作在它的第一象限工作區(qū)，那么它可以更快的開和關(guān)。不幸的是，這個(gè)優(yōu)點(diǎn)無(wú)法實(shí)現(xiàn)，這是由于器件的RDS(on)比較低，而在同步整流器中由于器件尺寸較大而導(dǎo)致的輸入電容和輸出電容比較大。在功率損耗中里一個(gè)重要的點(diǎn)是，我們需要考慮資料表中總的柵極電荷值。盡管柵極在導(dǎo)通期間從驅(qū)動(dòng)上得到的實(shí)際電荷量要比資料表中給出的小，但資料表中的值包括了流如輸出阻抗的那一部分。在導(dǎo)通前，漏源地電壓變化時(shí)，由功率級(jí)提供的Miller電荷必須流經(jīng)同步MOSFET驅(qū)動(dòng)，這就導(dǎo)致了額外的功率損

49、耗。這種現(xiàn)象從圖17可看到，它也是下節(jié)要討論的dv/dt注意事項(xiàng)的一部分。同步MOSFET的截止過(guò)程和導(dǎo)通過(guò)程遵循相同的原則，因此前面的關(guān)于柵極電荷的討論同樣適用。dv/dt注意事項(xiàng)圖17展示了QSR導(dǎo)通和截止時(shí)最重要的電路和電流組成。實(shí)際上，更精確的說(shuō)是，QFW上的開關(guān)動(dòng)作強(qiáng)制使QSR導(dǎo)通和截止，而與它本身柵極信號(hào)驅(qū)動(dòng)無(wú)關(guān)。QSR的導(dǎo)通開始于QFW的截止。當(dāng)QFW的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)從高變到低時(shí)，開關(guān)點(diǎn)的電壓從輸入的電壓水平變到GND。電流停留在前級(jí)開關(guān)，直到電容CRSS放完電，QSR的體二極管為正向偏壓。在那一瞬間，同步MOSFET接收電流，QFW完全截止。在一個(gè)小的延遲后（由控制器的電容控制）

50、，QSR的柵極信號(hào)開始起作用，然后MOSFET導(dǎo)通。在那時(shí)，電流從體二極管上轉(zhuǎn)移到溝道上。在QSR的導(dǎo)通要結(jié)束時(shí)，MOSFET必須截止。這個(gè)過(guò)程從同步開關(guān)的柵極撤掉驅(qū)動(dòng)信號(hào)開始。這個(gè)事件的本身不會(huì)引起器件的截止。與之相反，它會(huì)強(qiáng)制使電流流入體二極管而不是溝道。電路的運(yùn)行并不在乎這個(gè)變化。當(dāng)前級(jí)開關(guān)電壓從低變到高時(shí)，電流開始從QSR轉(zhuǎn)移到QFW上。一旦QFW上得電流達(dá)到滿載電流，體二極管就完全恢復(fù)，開關(guān)點(diǎn)電壓從GND變到輸入電壓水平。在這個(gè)轉(zhuǎn)變過(guò)程中，QSR的電容CRSS開始充電，而且同步MOSFET易受導(dǎo)通時(shí)dv/dt的影響。總結(jié)這個(gè)MOSFET的獨(dú)特的工作過(guò)程和它的柵極驅(qū)動(dòng)，最重要的結(jié)論是同

51、步MOSFET的導(dǎo)通和截止電壓變化強(qiáng)加到器件上，這是由前級(jí)開關(guān)的特性（也就是開關(guān)速度）決定的。因此，兩個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)一同設(shè)計(jì)，以此來(lái)保證在任何工作條件下它們各自的速度和電壓變化匹配。遵循下式可保證這一點(diǎn)：假設(shè)QSR和QFW的管子一樣，沒有外接?xùn)艠O電阻，而且內(nèi)部柵極阻抗和驅(qū)動(dòng)輸出阻抗相比是微不足道的，那么，驅(qū)動(dòng)輸出阻抗的比例約為：一個(gè)典型的例子，邏輯電平的MOSFET被一個(gè)10V的驅(qū)動(dòng)信號(hào)驅(qū)動(dòng)，那么此時(shí)的比率為0.417，這意味著QSR的下拉驅(qū)動(dòng)電阻必須低于QFW上拉電阻的42%。當(dāng)應(yīng)用這些計(jì)算時(shí)，在設(shè)計(jì)中記住每個(gè)參數(shù)除了電壓VDRV是溫度相關(guān)的外它們的值必須適應(yīng)最糟糕的工作條件。高邊非隔離柵

52、極驅(qū)動(dòng)高邊非隔離柵極驅(qū)動(dòng)電路可以按所驅(qū)動(dòng)器件類型分類，或者按所包含的驅(qū)動(dòng)電路分類。因此，它們是有差別的，無(wú)論是使用的P溝道還是N溝道的管子或者是否為直接驅(qū)動(dòng)、電平位移驅(qū)動(dòng)、還是自舉驅(qū)動(dòng)。無(wú)論怎樣，高邊柵極驅(qū)動(dòng)需要更多注意，下面涵蓋了涉及中所有方面的表可能很有幫助：效率偏置/電源電壓速度限制最大頻寬比限制dv/dt影響啟動(dòng)條件瞬態(tài)工作情況旁路電容大小布線、接地注意事項(xiàng)P溝道器件的高邊驅(qū)動(dòng)在這組電路中，P溝道MOSFET開關(guān)的柵極端和輸入正極相連。對(duì)于柵極器件，驅(qū)動(dòng)器提供一個(gè)低電平導(dǎo)通信號(hào)給柵極。這意味著PWM控制器的輸出必須進(jìn)行反向而且為正極輸入電路提供參考。由于輸入電壓可看做是一個(gè)直流電壓源，

53、因此，高邊P溝道驅(qū)動(dòng)器在開關(guān)頻率基礎(chǔ)上不會(huì)來(lái)回波動(dòng)，但是他們必須工作在電壓波動(dòng)范圍內(nèi)。此外，由于柵極的低交流輸入阻抗，驅(qū)動(dòng)還得參考AC接地電位。P溝道直接驅(qū)動(dòng)P溝道高邊驅(qū)動(dòng)的最簡(jiǎn)單的情況就是直接驅(qū)動(dòng)，如果最大輸入電壓比柵源擊穿電壓低，那么就可采用此種驅(qū)動(dòng)。一個(gè)典型的應(yīng)用領(lǐng)域就是使用P溝道MOSFET12V的DC/DC轉(zhuǎn)換，和圖18原理圖類似。注意圖中反向的PWM輸出信號(hào)，這在一些專用的P溝道驅(qū)動(dòng)控制器中是很容易實(shí)現(xiàn)的。器件的工作和N溝道接地直接驅(qū)動(dòng)相類似。最大的不同就是柵極驅(qū)動(dòng)電流的路徑，此種電路中它從不流入地。相反的，柵極比較大的充電和放電電流由正極互聯(lián)網(wǎng)絡(luò)導(dǎo)電。以此，為使柵極環(huán)形電感最小，

54、正極輸入使用比較寬的線或一個(gè)層是比較令人滿意的。P溝道電平位移驅(qū)動(dòng)對(duì)于輸入電壓超過(guò)柵源電壓范圍的管子來(lái)說(shuō)，多電平柵極驅(qū)動(dòng)是必要的。最簡(jiǎn)單的柵極驅(qū)動(dòng)技術(shù)是使用一個(gè)集電極開路的驅(qū)動(dòng)，如圖19所示。不幸的是，集電極開路電平位移驅(qū)動(dòng)器在高速應(yīng)用直接驅(qū)動(dòng)MOSFET是不合適的。在一定的輸入電壓范圍，這樣連接會(huì)產(chǎn)生許多問題，這是由于集電極開路晶體管的額定電壓。但是最大的抑制障礙就是大的驅(qū)動(dòng)阻抗。兩個(gè)電阻，ROFF 和RGATE的阻抗必須足夠高以此來(lái)抑制在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)驅(qū)動(dòng)的恒流。此外，柵極驅(qū)動(dòng)幅度取決于分壓電阻和輸入電壓。開關(guān)速度和電壓變化免疫受到嚴(yán)重限制，這使得這個(gè)電路與開關(guān)應(yīng)用無(wú)緣。然而，這個(gè)簡(jiǎn)單的位移驅(qū)

55、動(dòng)可以用于涌入電流受限制或不需要考慮速度的開關(guān)驅(qū)動(dòng)。圖20展示了一個(gè)柵極位移驅(qū)動(dòng)電路，它對(duì)高速應(yīng)用是適合的而且使用常見的PWM控制器就可順利的工作。集電極開路位移電路的工作原理在推拉式驅(qū)動(dòng)級(jí)中是很簡(jiǎn)單的。在這個(gè)連接電路中電平位移器有兩個(gè)作用，使PWM信號(hào)反向和給輸入提供PWM信號(hào)參考。電路的開關(guān)速度很快，由RGATE 和R2決定的。在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間，有很小的電流流入電平位移器，以此來(lái)使驅(qū)動(dòng)在正常偏置下。柵極驅(qū)動(dòng)的能量和位移器的電流都是功率級(jí)的正向輸入提供，這部分通常是忽略的。驅(qū)動(dòng)的能量功耗和頻率部分相關(guān)（這是建立在主開關(guān)柵極電荷上）、和頻寬比有關(guān)、和輸入電壓有關(guān)（這是由于電流流入位移器）。這個(gè)電

56、路的一個(gè)缺點(diǎn)是電壓VDRV是輸入電壓的函數(shù)，這是由于電阻R1和R2的分壓。在大部分情況下，保護(hù)電路是用來(lái)阻止柵源端電壓過(guò)高。另一個(gè)困難是npn位移器的飽和，這會(huì)增加截止時(shí)間（除了由R1和RGATE決定外）。幸運(yùn)的是，這兩個(gè)缺點(diǎn)可以通過(guò)把R2移動(dòng)到QINV的發(fā)射極和GND之間而解決。最終電路在導(dǎo)通和截止時(shí)將會(huì)提供恒定的柵極電壓和快速的、穩(wěn)定的開關(guān)速度。驅(qū)動(dòng)原理圖中的dv/dt的抑制主要由電阻R1設(shè)置。一個(gè)低的阻抗可以提高防止dv/dt觸發(fā)導(dǎo)通的能力但是這也增大了位移器的功率損耗。同時(shí)，注意這個(gè)解決方案在加電時(shí)有內(nèi)部自給偏壓裝置。當(dāng)PWM控制器還未工作時(shí)，QINV是截止的，主MOSFET的柵極電壓

57、低于開啟電壓（這由R1和推拉驅(qū)動(dòng)電路的上一個(gè)npn晶體管決定）。尤其要注意的是飛速變化的電壓變化，因?yàn)樵贛OSFET直接的狀態(tài)下它可能引起dv/dt誘發(fā)導(dǎo)通?？傊?，直流電平位移器的效率相當(dāng)?shù)牡?，而且在高于一定輸入電壓時(shí)功耗較大。最根本的權(quán)衡就是平衡開關(guān)速度和位移器的功率損耗，以此來(lái)滿足在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的需要。N溝道器件的高邊直接驅(qū)動(dòng)在大多數(shù)的開關(guān)電源應(yīng)用中都是采用N溝道MOSFET作為主功率開關(guān)，這是由于他們的較低的價(jià)格低、較快的速度、和較低的導(dǎo)通阻抗。使用N溝道器件作為高邊開關(guān)成為當(dāng)提到柵極MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)的必需。驅(qū)動(dòng)器必需能夠承受在開關(guān)切換時(shí)猛烈的電壓波動(dòng)和能夠驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O電壓在電源

58、正極電壓高的MOSFET。在大多數(shù)情況下，柵極驅(qū)動(dòng)電壓必須高于電路中直流電源可能的最高電壓。所有的這些困難使得高邊驅(qū)動(dòng)成為一個(gè)有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。N溝道MOSFET高邊直接驅(qū)動(dòng)在最簡(jiǎn)單的MOSFET高邊直接驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中，它可以直接由PWM控制器驅(qū)動(dòng)或者是一個(gè)接地的驅(qū)動(dòng)器。兩種情況必須符合下面這個(gè)要求：一個(gè)典型的應(yīng)用電路原理圖如圖21所示，使用一個(gè)可選擇的pnp關(guān)斷電路?？粗娐返幕具\(yùn)行,現(xiàn)在忽略pnp晶體管的斷開，這個(gè)結(jié)構(gòu)與以地為參考的原理圖相比有兩個(gè)主要的差異。因?yàn)槁O和直流輸入端相連，開關(guān)動(dòng)作發(fā)生在器件的源極端。它仍是一樣的具有相同開關(guān)時(shí)間間隔的感應(yīng)開關(guān)，但是從柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)的觀點(diǎn)看，它是一個(gè)完全不同的回路。注意柵極驅(qū)動(dòng)電流不能回到源極的地端，相反,它必須經(jīng)過(guò)負(fù)載,與器件的源極相連。在不間斷的電感電流模式下，柵極充電電流必須經(jīng)過(guò)輸出電感和負(fù)載；而在連續(xù)電感電流模式下，回路卻可以通過(guò)控制整流二極管的pn結(jié)