接收機(jī)的架構(gòu).doc

接收機(jī)的框架1.1.1接收機(jī)的架構(gòu) ( Receiver Architecture )1.1.2 接收機(jī)的靈敏度 ( Receiver Sensitivity)1.1.2.1 由系統(tǒng)各級增益和噪聲系數(shù)等效的噪聲因子 ( Contribution From Stage Gains And Noise Figures )1.1.2.2 由鏡像噪聲等效的噪聲因子 ( Contribution From Image Noise )1.1.2.3 本振寬帶噪聲等效的輸入噪聲因子 ( Contribution From Wideband LO Noise )1.1.2.4 靈敏度計算的例子 ( Example of Sensitivity Calculation ) 1.1.3 接收機(jī)的選擇性（Receiver Selectivity）1.1.4 接收機(jī)的偽響應(yīng)（Receiver Spurious Responses）1.1.5自靜噪（Self-quieting）1.1.6 接收機(jī)的交叉點(diǎn)（Receiver Intercept Point）1.1.6.1 二階交叉點(diǎn)（Second-order Intercept Point）1.1.6.2 三階交叉點(diǎn)（Third-order Intercept Point）1.1.6.3nth階交叉點(diǎn)（nth-order Intercept Point）1.1.1接收機(jī)的架構(gòu)接收機(jī)的選擇性（receiver selectivity）通常是指接收機(jī)抑止鄰近信道信號的能力。天線需要通過filert 1、rf扼流圈或大的電阻連接到直流地。天線暴露在不可控制的環(huán)境中，任何靜電在其上的累計，會因為內(nèi)部接收機(jī)在rf頻段使用的小電容從而產(chǎn)生很高的電壓（V=Q/C）圖1.1 Typical dual_conversion receiverFilter 1 通常稱為RF接收濾波器或是預(yù)選擇（preselector），其主要作用有三，如下：1) 限制到RF放大器和混頻器的信號的頻帶，以減小IM失真2) 衰減接收機(jī)的偽響應(yīng)(鏡像和1/2IF為最重要的偽信號)3) 抑止接收機(jī)的本振信號的泄漏，如果第一級中頻的頻率較高，那么第一中頻的衰減也要考慮rf filter 1 可能是高選擇性的腔體濾波器，一般需級聯(lián)低通濾波器來衰減在腔體濾波器的中心頻率的奇次頻率產(chǎn)生的諧振（這是這類濾波器的共性）rf放大器的噪聲系數(shù)、增益及交調(diào)截至點(diǎn)影響接收機(jī)的性能。高的反向隔離度對于一本振信號的衰減和filter1和filter2相互隔離起了重要作用，而且不會破壞整機(jī)的接收選擇性。反之，如果rf放大器的反向隔離度小，則會造成濾波器的相互影響，從而使得在某些頻率點(diǎn)rf的選擇性變差。Filter2的主要作用是衰減接收機(jī)的偽響應(yīng)（spurius reponse），衰減IF，衰減由放大器產(chǎn)生或放大的鏡像（image）信號，抑止放大器產(chǎn)生的二次諧波(其可能會降低混頻器的二階交叉點(diǎn)（second-order intercept point）)，filter2抑止本振信號泄漏到天線端的能力由其帶寬決定。因為混頻器對接收有效信號的奇次信號的抑止度很差，而filter2對鏡像噪聲的抑止度有20dB,所以通常也稱filter2為鏡像濾波器(image filter)。如果不要求很高的接收靈敏度，rf放大器和鏡像濾波器可以不用。第一混頻器是非線性器件，通常在接收機(jī)中它的信號功率（highest RF levels）是最大的，因此其需要高的交叉點(diǎn)（intercept point）?；祛l器又很多種類（有源，無源，非平衡，單端平衡，雙端平衡，調(diào)諧，寬帶等），通常無源的和雙端平衡的混頻器有極高的交叉點(diǎn)、噪聲平衡和高功率輸出；單一的有源混頻器較便宜，但是交叉點(diǎn)差混頻器的主要參數(shù)如下：Mixer ParameterAffected Receiver Specification轉(zhuǎn)換損耗（conversion loss）接收機(jī)的靈敏度（receiver sensitivity）三階交叉點(diǎn)（third-order intercept point）交調(diào)失真（intermodulation distortion）二階交叉點(diǎn)（second-order intercept point）1/2中頻偽響應(yīng)抑止（1/2 IF spurious reponse rejection）高階交叉點(diǎn)（higher-order intercept point）高階雜散抑止（high-order spurious rejection）噪聲平衡（noise balance）接收機(jī)靈敏度，AM噪聲抑止（receiver sensitivity,AM noise rejection）本振到前端的隔離度（LO to RF isolation）LO信號到天線端的傳導(dǎo)衰減（conducted LO energy propagating toward antenna）前端到中頻的隔離度（RF to IF isolation）接收IF信號的敏感度（susceptibility to direct IF frquency pickup1）注意：1、這里我認(rèn)為是從天線端即前端接收到的中頻信號（外界干擾或是本機(jī)的空間耦合）通常在混頻器的中頻輸出端加雙工網(wǎng)絡(luò)來優(yōu)化混頻器的交叉點(diǎn)指標(biāo)，理論上其不允許任何信號，特別是本振（LO）信號的諧波反射回混頻器。雙工網(wǎng)絡(luò)必須抑止本振的多次諧波信號的反射。注入濾波器通常用來衰減本振附近的寬帶噪聲和本振的諧波，特別是二次諧波的衰減有利于混頻器的二階交叉點(diǎn)。因為本振信號幅度較大，并且在混頻器中類似開關(guān)的動作會產(chǎn)生諧波分量，所以在混頻器的本振端口對本振信號的諧波進(jìn)行濾除。但是對雙端平衡混頻器而言，因其內(nèi)部平衡性對二次諧波有很好的抑止，而且理論上雙端平衡混頻器內(nèi)部不會產(chǎn)生任何偶次諧波，所以在雙端平衡混頻器的應(yīng)用中，不需要特別對外接本振信號的二次諧波進(jìn)行濾除。對第一本振而言，其中一個重要指標(biāo)就是它的單邊帶相位噪聲（single-sideband phase noise，SSB），通常這個指標(biāo)決定了接收機(jī)的鄰近信道的選擇性。而在偏離本振頻率的頻偏（frequencey offset）處測量到的寬帶噪聲（wideband noise）影響接收機(jī)的靈敏度（sensitivity）,并且通常大于單邊帶的相位噪聲（SSB）。本振信號中所包含的偽信號必須很小，否則，它們會造成接收機(jī)的偽響應(yīng)。另外一點(diǎn)需要注意，當(dāng)應(yīng)用在移動或手持設(shè)備中，本振電路應(yīng)對顫噪效應(yīng)（外界的機(jī)械壓力或聲壓調(diào)制本振信號的頻率和幅度）不敏感。第一級中頻（IF）濾波器主要是濾除接收近端（close-in）的IM交調(diào)信號，影響鄰近信道的選擇性，及衰減第二鏡像。通常，第二鏡像的要求比鄰近信道選擇性的要求要高，而且第二鏡像的選擇性決定了濾波器的極點(diǎn)數(shù)。中頻的等效噪聲帶寬對接收機(jī)而言是一重要指標(biāo)，因為它決定了到達(dá)檢波器的噪聲多寡和接收的調(diào)制帶寬；對數(shù)字通訊而言，中頻的群延遲也是很重要的指標(biāo)，通常要求低的群延遲。群延遲的補(bǔ)償，由硬件或是軟件實現(xiàn)，用來克服群延遲的失真，使得群延遲從一個單位到另一單位具有很高的重復(fù)性?？紤]到接收機(jī)的IM指標(biāo)，緊接在混頻器后的中頻濾波器需要小心選擇，另外混頻器需接阻抗轉(zhuǎn)換電路來隔離混頻器與中頻濾波器，因為中頻濾波器在帶外表現(xiàn)出高阻抗，而如果在混頻器的中頻端表現(xiàn)為高阻抗會降低接收機(jī)的IM（intermodulation）性能，特別是有源混頻器。中頻放大器通常是高增益，如果其緊接在混頻器后，那么要求它的交叉點(diǎn)指標(biāo)很高。但是如果中頻放大器接在中頻濾波器后，那么對交叉點(diǎn)指標(biāo)的要求沒有直接接在混頻器后高，因為中頻濾波器能夠隔離一些大的非工作信道（off channel）的干擾信號。對圖1.1中各個模塊性能指標(biāo)的要求如下所示，應(yīng)注意的是每個環(huán)節(jié)都是交互的，及相互影響。在設(shè)計接收機(jī)時，可能需要針對接收機(jī)的要求對各個模塊作出適當(dāng)?shù)倪x擇（tradeoffs）。假設(shè)解調(diào)的處理是在有良好性能指標(biāo)的集成電路中進(jìn)行。1 在滿足接收機(jī)的靈敏度和交調(diào)失真（IM distortion）指標(biāo)前提下分配各個模塊的增益和差損。2 選擇第一中頻3 選擇第一本振的注入點(diǎn)（injection side）4 仔細(xì)研究混頻器5 在混頻器的基礎(chǔ)上，設(shè)計本振注入濾波器和選擇本振工藝6 仔細(xì)研究濾波器的形式7 設(shè)計RF放大器基于系統(tǒng)的靈敏度和交調(diào)抑止指標(biāo)，合適選擇增益，差損和交叉點(diǎn)是可行的。利用本書中的公式和workbook軟件進(jìn)行指標(biāo)計算和接收機(jī)設(shè)計是非常有用的，下一節(jié)會詳細(xì)討論接收機(jī)的靈敏度和相應(yīng)的例子。通常，RF放大器的增益超過20dB是不可取的，因為就單一器件而言，如此高的增益容易導(dǎo)致器件的不穩(wěn)定，并且對后級的混頻器的交叉點(diǎn)指標(biāo)有較高的要求。濾波器的典型差損最大至3dB。有源和無源混頻器的選擇需仔細(xì)考慮。很多采用有源混頻器的接收機(jī)沒有RF放大器。中頻頻率的選擇影響到其它的濾波器特性，因為中頻的頻率決定了鏡像和1/2 IF偽響應(yīng)頻率。晶體濾波器或其它的中頻濾波器只有一特定中心頻率，然而，如果可以從多個頻率中選擇一個作為中頻，應(yīng)選擇最高的頻率。此外，檢測混頻器的高階偽響應(yīng)，其決定落在帶內(nèi)最低階的雜散；確保中頻不是數(shù)字時鐘、參考頻率或是任何存在于附近的離散信號的諧波，當(dāng)然也包括外部信號。第一中頻注入側(cè)的選擇有如下三種考慮：1 一旦中頻的頻率確定，高階偽響應(yīng)和自靜噪（self-quieting）頻率可能會影響注入測2 在典型情況下振蕩器的頻率越高，其SSB的相位噪聲越差。但是對綜合頻率源而言，高端注入（即本振頻率比輸入信號頻率高）所需VCO的調(diào)諧范圍比低端注入（即本振頻率比輸入信號頻率低）所需VCO的調(diào)諧范圍要小。有些混頻器有限定的工作頻率會要求低端注入。3 由低頻倍乘至本振相比直接采用高頻率為本振，有時候有些優(yōu)點(diǎn)?；祛l器的性能在接收機(jī)性能中起著舉足輕重的作用。無源混頻器的IM指標(biāo)較好（相對有源），但是需要較高的本振功率，而且不提供轉(zhuǎn)換增益。有源混頻器所需的本振功率較低，噪聲系數(shù)不比無源混頻器的噪聲系數(shù)好，其IP3較高，可以彌補(bǔ)消耗功率的不足，特別是在高溫的環(huán)境中?；祛l器的噪聲平衡（noise balance）指標(biāo)決定了是否需要本振注入濾波器；混頻器的二階交叉點(diǎn)指標(biāo)決定了RF濾波器對于1/2 IF偽響應(yīng)的衰減量；混頻器的構(gòu)成方式?jīng)Q定了所需的本振輸入功率。一般來說，VCO輸出信號的功率越大，其寬帶噪聲越高，如果接收機(jī)的靈敏度要求很高，那么當(dāng)輸入大的本振功率時，需要注入濾波器來抑止鏡像噪聲；如果本振調(diào)諧范圍較寬，要求注入濾波器也能跟蹤本振的變化進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)諧。除了影響到混頻器的噪聲平衡和本振的寬帶噪聲，注入濾波器還有其它的優(yōu)點(diǎn)。例如，一個濾除本振的二次諧波的簡單低通濾波器，能很好的衰減二次諧波的邊帶噪聲，從而降低混頻器在此頻點(diǎn)的噪聲平衡指標(biāo)。在接收機(jī)中，本振的構(gòu)造一般由實際的應(yīng)用來決定。如果要求接收機(jī)的接收頻率可編程，那么需要采用頻率合成器。如果只是單一的接收頻率，則可通過晶體振蕩器來實現(xiàn)。在非常低成本的接收機(jī)中，如果發(fā)射頻率能夠改變來彌補(bǔ)接收機(jī)的頻率漂移，或反之接收頻率能夠變化以彌補(bǔ)發(fā)射頻率的漂移，那么本振可以采用分立LC(inuctor-capacitor)振蕩電路實現(xiàn)。例如，發(fā)射機(jī)不斷的發(fā)射脈沖信號（bursts），其載波頻率在最大和最小載波頻率范圍中線性變化，當(dāng)接收機(jī)的接收頻率與發(fā)射的載波頻率一致時就能接收到正確的信息。RF濾波器的取舍由選定的中頻和第一本振的注入方式?jīng)Q定。采用本振高端注入，所有重要頻率集中在通帶的高端，反之，低端注入，則集中在通帶的低端；因此，恰當(dāng)?shù)臑V波器結(jié)構(gòu)能夠抑止不需要的信號。如圖1.2和圖1.3所示的兩種濾波器的結(jié)構(gòu)，其頻響特性在低端和高端的區(qū)別如圖1.2(a)和1.2(b)。通常在濾波器設(shè)計時需考慮的是選擇性和插入損耗的矛盾，對于在放大器之前的RF濾波器，低的插損更為重要，而在緊接著放大器后的濾波器，反之。圖1.2 Two filter topplogies with different skirt slopes圖 1.3 Frequency response plots of two bandpass filter topologies.通常一旦電路中其他的部分性能確定，那么RF放大器的增益是比較好調(diào)整的。例如，濾波器的物理尺寸確定，那么它的空載Q值和插損就確定了，在以后的調(diào)試中基本上不會有什么變化；RF濾波器同理。感值Q和系統(tǒng)的級數(shù)決定了插損，接入混頻器后也不太容易改變。相反，有很多方法可以改變放大器的增益和交叉點(diǎn)，因此RF放大器可以在最后調(diào)試。通常，第二級中頻電路和解調(diào)器集成在芯片中，因此不能直接控制。需要注意的指標(biāo)一般有增益、噪聲系數(shù)、交叉點(diǎn)、限幅特性、及集成電路的特性（輸入阻抗、工作電流、旁路需求等）。一般，IC的制造商會推薦使用相應(yīng)的濾波器和匹配網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)然對第二級中頻電路的要求不是很高，除了一點(diǎn)：檢波器輸入端的信躁比（S/N），對應(yīng)接收機(jī)基帶的性能（12 dB SINAD，20dB T/N，BER等）。這個檢波器指標(biāo)有多種名稱，如同信道抑止（cochannel rejection），捕獲比（capture ratio）和上升（rise number）。在接收機(jī)的設(shè)計中，這個指標(biāo)越低越好?；旧?，在中頻端的檢波器的輸入信躁比需要滿足一些基帶的規(guī)格要求。如果希望接收機(jī)的功率消耗較小，需要限制其工作方式。接收機(jī)對過載（overload）（注：我認(rèn)為是指接收功率過大）和IM失真很敏感，因此接收機(jī)的帶寬盡可能的設(shè)計窄些。通常，接收機(jī)循環(huán)開和關(guān)，以此來節(jié)約電池的能量消耗。當(dāng)循環(huán)提供直流（DC）到電路，電路中的電容進(jìn)行充電和放電，于是產(chǎn)生了延遲，最終限制了電路的打開時的最快和最短時間。在IF部分，影響最大的是耦合電容，想象一下，如果中頻通道上的耦合電容是0.1uF，而集成電路的輸入阻抗是5k，那么在上電的大約1ms內(nèi)，IC的輸入引腳沒有合適的直流偏置，因為耦合電容需要充電， 因此在設(shè)計中要考慮低值的耦合電容和預(yù)充電電路。1.1.2 接收機(jī)的靈敏度接收機(jī)的靈敏度是一個很基礎(chǔ)的指標(biāo)，直接影響系統(tǒng)的性能。以下的分析基于這樣一個假設(shè)，假設(shè)接收機(jī)的靈敏度除了特別提到的，只受熱噪聲的影響，這是最理想的情況。在多數(shù)情況中，接收機(jī)工作環(huán)境中的外部噪聲比熱噪聲大；在無線信號密集的環(huán)境中，交調(diào)信號的產(chǎn)生降低了接收機(jī)接收最小信號的能力。這一節(jié)的主要內(nèi)容是研究器件的增益、噪聲系數(shù)、鏡像噪聲和本機(jī)的本振寬帶噪聲等效到接收機(jī)的輸入端的噪聲因子FT，如下式（1.2）計算整個范圍內(nèi)接收機(jī)的靈敏度。FT =Fin+Fin+Fin (1.1)FT =總的等效輸入噪聲因子（線性）（total equivalent input noise factor/ linear)Fin=同信道各級噪聲系數(shù)和增益所等效的輸入噪聲因子（線性）(total equivalent input noise factor derived from on-channel stage noise figures and gains/ linear)Fin=鏡像頻率各級噪聲系數(shù)和增益所等效的輸入噪聲因子（線性）(total equivalent input noise factor derived from image frequency stage noise figures and gains/ linear)Fin=本振寬帶噪聲等效的輸入噪聲因子（線性）(total equvialent input noise factor derived from local oscillator wideband noise/ linear)由熱噪聲決定的接收靈敏度e=FTkTB（R-1）RG0.5 (1.2)由非熱噪聲和熱噪聲決定的接收靈敏度e=k(Ti+Te)B(R-1)RG0.5 (1.3)其中e=接收機(jī)的靈敏度（receiver sensitivity/ v）FT=等效輸入噪聲因子（total equivalent input noise factor/ linear）K=波爾茲曼常數(shù)(boltzmanns constant, 1.38*10-2 3 J/K )T=開式溫度（temperature K, T(K)=T(0C)+273.15）B=系統(tǒng)等效噪聲帶寬（equivalent noise bandwith of system/ Hz）R=檢波器輸入端所要求的信號噪聲比噪聲（required (S+N)/ N at detector input/ linear）RG=系統(tǒng)阻抗（system impedance / ）Ti=天線輸入端的溫度（antenna input temperature / K）Te=等效接收機(jī)的噪聲溫度,這里等于（FT1）290（equivalent receiver noise temperature / K）在檢波器的輸入端的信躁比（S/N）由接收機(jī)靈敏度的測試方式來決定。例如，要達(dá)到12dB 信納比（SINAD）(音頻測試指標(biāo))，要求在中頻的檢波器的信躁比為5dB。隨著靈敏度的測試方式（如誤碼率BER、靜噪、tone/noise ratios）不同，所要求檢波器的信躁比也不一樣。在上述公式中之所以采用R=(S+N)/N，因為R較容易測量。在數(shù)學(xué)上，（R-1）和（S/N）是一樣的。1.1.2.1 由系統(tǒng)各級增益和噪聲系數(shù)等效的噪聲因子為了計算等效的噪聲因子，各級的增益，除了檢波器的增益，和各級的噪聲系數(shù)一般需要知道。無源器件除了熱噪聲以外，不產(chǎn)生其他的噪聲，所以它的噪聲系數(shù)等于它的插損（dB），或增益的倒數(shù)。Fi1/GiFi=噪聲因子（stage noise factor / lineat）Gi=增益（stage gain / lineat）如果無源部分的溫度高于接收機(jī)鏈路上的其它部分，則需要根據(jù)溫度的差異來調(diào)整它的噪聲系數(shù)。系統(tǒng)中器件工作的最低溫度設(shè)成系統(tǒng)溫度，針對系統(tǒng)溫度而言，工作在不同溫度的器件相應(yīng)調(diào)整其噪聲系數(shù)。在任何溫度下無源器件的噪聲因子如下：F=1+(L-1)T/T0 (1.4)F=器件的噪聲因子（noise factor of lossy device / linear）L=器件的插損（loss of device =1/gain / linear）T=器件的實際溫度（device physical temperature / K）T0=環(huán)境溫度（room temperature,defined as 290K） 在接收信號通道上，放大級之前的插損對放大級的噪聲系數(shù)的衰減是一一對應(yīng)的。有源器件的增益和噪聲系數(shù)沒有關(guān)聯(lián)，是相互獨(dú)立的。某些無源器件的噪聲系數(shù)略高于其插損，如雙端平衡的二極管混頻器。系統(tǒng)中各級的增益和噪聲系數(shù)通常以dB為單位，可根據(jù)下式將其單位從dB轉(zhuǎn)換為線性Fi=10(Fi/10)Gi=10(Gi/10)Fi=噪聲系數(shù)（stage noise factor / linear）Gi=增益（stage power gain / linear）Fi=噪聲系數(shù)（stage noise figure / dB）Gi=增益（stage gain / dB）計算n級噪聲系數(shù)的公式如下： (1.5) (1.6)Fin=等效輸入噪聲因子（equivalent input noise factor / linear）Fi=各級的噪聲因子（stage noise factor / linear）Gi=各級增益（stage gain / linear）total prestage gain ( linear)n=除了檢波器的級數(shù)G0=1每級（有源或無源）的噪聲因子減1，然后除以前面各級總的增益。如此計算各級，最后累加，再加上1就是各級增益和噪聲系數(shù)等效到輸入端的噪聲因子Fin。1.1.2.2 由鏡像噪聲等效的噪聲因子簡單來說，鏡像噪聲（image noise）是指在接收機(jī)的鏡像頻率處的噪聲。鏡像噪聲通過混頻器轉(zhuǎn)化成中頻信號，就像同信道信號通過混頻器轉(zhuǎn)化為中頻一樣，區(qū)別只是兩者接收功率不一樣。對于鏡像噪聲的影響，只需考慮從天線到混頻器這一段，在混頻器之后，兩者轉(zhuǎn)化為中頻。圖1.4描述了RF，LO和鏡像頻率之間的關(guān)系及它們對系統(tǒng)噪聲的貢獻(xiàn)。鏡像噪聲下變頻至中頻時的轉(zhuǎn)換損耗和需要信號的轉(zhuǎn)換損耗是一樣的。圖 1.4 Image noise and wideband LO noise contributors to overall noise figure degradation鏡像噪聲可能來自接收機(jī)的外界干擾和接收機(jī)內(nèi)部在鏡像頻點(diǎn)被放大的熱噪聲。例如，RF放大器不僅放大接收頻率附近的輸入噪聲和自己產(chǎn)生的噪聲，而且也放大接收鏡像頻率附近的輸入噪聲和自己產(chǎn)生的噪聲。如果在輸入到混頻器之前，鏡像噪聲被濾除，那么接收機(jī)的靈敏度會有一定的提高。在設(shè)計很好的接收機(jī)中，從天線端接收的鏡像噪聲基本上被濾除，可以忽略不計，但是在預(yù)放大（preamplifier）中產(chǎn)生的內(nèi)部噪聲不能忽略。鏡像噪聲可以等效成同信道的輸入噪聲，但是注意需要區(qū)分器件在鏡像頻率處的噪聲系數(shù)和增益與在同信道頻率處的噪聲系數(shù)和增益。因為在分析中，要將鏡像噪聲等效為同信道的等效輸入噪聲，所以在鏡像噪聲的分析需要利用鏡像頻點(diǎn)的總增益與同信道頻點(diǎn)的總增益的比來進(jìn)行歸一化。如果接收機(jī)的第一中頻較高，那么在鏡像頻點(diǎn)處的增益和噪聲系數(shù)與同信道頻點(diǎn)的增益和噪聲系數(shù)有明顯的區(qū)別。在多次下變頻的接收機(jī)中（即不止一個中頻），需要根據(jù)接收通路各級的增益計算鏡像噪聲。在設(shè)計良好的接收機(jī)中，第一級的增益較高，第二級或第三級混頻器輸入端的噪聲基底（noise floor）主要是輸入噪聲經(jīng)過第一級的放大，而被后級放大的熱噪聲可以被忽略。如果不是上述所說的情況，那么第二鏡像頻點(diǎn)或第三鏡像頻點(diǎn)的鏡像噪聲也需要考慮。在傳統(tǒng)的級聯(lián)噪聲系數(shù)的分析中，有一個假設(shè)前提，假設(shè)級聯(lián)的各級相互之間是匹配好的。從上一級來的噪聲功率完全被下一級吸收，沒有反射。如果在設(shè)計中要濾除鏡像噪聲，那么這個假設(shè)并不正確。問題的關(guān)鍵在于各級電路的匹配，如果匹配很好，鏡像噪聲不會比熱噪聲低；如果匹配的不好，及失配的話，那么鏡像噪聲可能比熱噪聲低。在匹配的情況下，無源器件的噪聲系數(shù)等于損耗，在失配的情況下，無源器件通過反射來衰減鏡像噪聲，從而噪聲系數(shù)可能為0。如果混頻器的輸入端在鏡像頻點(diǎn)處連接的是無功終端（reactive termination），那么它不產(chǎn)生熱噪聲，因此其噪聲系數(shù)為零。在1.1.2.4中有個例子能夠較好的解釋這個概念。鏡像噪聲等效到輸入端的噪聲因子的公式如下： (1.7)Fin=鏡像噪聲等效到輸入端的噪聲因子（contribution to overall input noise factor by image noise / linear）Fi=各級在鏡像頻點(diǎn)處的噪聲因子（stage noise factor at image frequency / linear）Gi=各級在鏡像頻點(diǎn)處的增益（stage gain at image frequency / linear ）G0=1Gj=同信道各級的增益（stage gain on-channel / linear）G0=1N=從天線到混頻器的級數(shù)，除了混頻器在公式（1.7）中有一個隱含的前提，那就是對混頻器而言，在鏡像頻點(diǎn)的轉(zhuǎn)換損耗和接收頻點(diǎn)的轉(zhuǎn)換損耗是一樣的。高性能的混頻器通常在它的三個端口加上衰減器來提高三階交叉點(diǎn)的性能，加衰減器的目的是抑止混頻后的諧波信號返回混頻器再次進(jìn)行混頻，如圖1.5所示。圖 1.5 Attenuators at mixer ports to improve IP31.1.2.3 本振寬帶噪聲等效的輸入噪聲因子抬高中頻噪聲的另外一個因素是本振的寬帶噪聲，同時惡化系統(tǒng)的噪聲系數(shù)。偏離本振fIF處的本振寬帶噪聲經(jīng)過混頻器的轉(zhuǎn)換成中頻噪聲。噪聲的轉(zhuǎn)換與混頻器本振端到RF端的隔離度有關(guān)，但轉(zhuǎn)換損耗不一樣。同理，偏離本振諧波fIF的本振噪聲也會轉(zhuǎn)換成中頻噪聲，在有些情況下，需要考慮。在圖1.4中有噪聲邊帶和本振諧波之間的關(guān)系。相對鏡像噪聲而言，本振寬帶噪聲轉(zhuǎn)換為中頻噪聲的損耗更大。寬帶噪聲的邊帶通常是不對稱的，而且其大小隨著頻率變化。在nfLO+fIF和nfLO-fIF處，噪聲的測量是獨(dú)立的。本振的邊帶噪聲轉(zhuǎn)換成中頻噪聲的轉(zhuǎn)換損耗被稱為混頻器的噪聲平衡（mixer noise balance）。如果在本振和混頻器之間有帶通濾波器，那么濾波器對邊帶噪聲的衰減也需要考慮。 (1.8)Fin=寬帶本振的調(diào)幅噪聲等效到輸入端的噪聲因子（contribution to overall noise factor by wideband LO AM noise / linear）PLO=本振功率（local oscillator power / dBm）Ws=邊帶s的寬帶噪聲功率，相對本振信號功率（wideband noise level of sidebands s (dBc/Hz)）Ls=邊帶s的寬帶噪聲在注入濾波器的衰減值（loss of injection filter at frequency of sideband s / dB）Ms=混頻器對于邊帶s的噪聲平衡（mixer noise balance for sideband s / dB）K=波爾茲曼常量（Boltzmanns constant ,1.38*10(-23) J/K ）T0=290kGj=第j級的增益（gain of stage j / linear）S=須考慮的邊帶的編號（index for summation of noise powers at all sidebands of interest）M=須考慮的邊帶數(shù)（number of sidebands taken into account）J=從前端到混頻器的各級增益的編號（index to calulate gain up to and including the mixer）N=從前端到混頻器的級數(shù)（number of stages up to and including the mixer）如果沒有注入濾波器，那么Ls0dB。一般感興趣的噪聲邊帶有fLO+fIF,fLO-fIF,2fLO+fIF,2fLO-fIF,3fLO+fIF,3fLO-fIF等等。每個邊帶都有各自對應(yīng)的本振寬帶噪聲，注入濾波器的衰減和混頻器的噪聲平衡指標(biāo)。因為單位dBm對應(yīng)是毫瓦，最終須轉(zhuǎn)換成瓦，所以需要在分母中添加1000這個因子。1.1.2.4 靈敏度計算的例子根據(jù)前面的公式計算圖1.6所示的接收機(jī)靈敏度。各級性能指標(biāo)列在表1.2中。通過計算以下三方面的等效噪聲因子來計算天線輸入端的靈敏度：1 同信道的增益和噪聲系數(shù)（Fin）2 鏡像噪聲的影響（Fin）3 本振寬帶噪聲的影響（Fin）圖 1.6 Typical dual_conversion receiver.利用1.6式，可以計算出各級的等效噪聲因子，如表1.3所示鏡像噪聲是指在鏡像頻率處的從天線接收的熱噪聲加上內(nèi)部放大的噪聲。在分析鏡像噪聲的等效因子，假設(shè)在鏡像頻點(diǎn)的各級的增益與噪聲系數(shù)和在同信道中的一樣，除了濾波器2，其在鏡像頻率處有10dB的損耗；而且將忽略在第二中頻的鏡像噪聲對系統(tǒng)噪聲的影響。濾波器2是通過反射來衰減鏡像噪聲，也就意味著違反了先前系統(tǒng)良好匹配，功率無損傳遞到下一級的假設(shè)。因此，在失配系統(tǒng)中，無源器件的噪聲系數(shù)不一定等于它的損耗。在這里，我們認(rèn)為濾波器2的噪聲系數(shù)是0dB，即濾波器2的鏡像噪聲輸出比熱噪聲低。利用1.7式，重復(fù)分析在第一級混頻器前的各級鏡像噪聲的等效因子，鏡像頻點(diǎn)的各級性能指標(biāo)列在表1.4a和b。在1.7式中的增益乘積減去濾波器2的增益變化，其它級的增益在鏡像頻點(diǎn)和同信道頻點(diǎn)是一樣的。式1.7計算如下：Fin=0.1/0.631*(1+2.98)=0.63 (1.9)本振寬帶噪聲有六個分量，即1.8式中m=6。其中，P=23.5dBm,Ws=-165dBc/Hz：1 Noise at fLO+fIF : Ls=0dB,Ms=30dB2 Noise at fLO-fIF : Ls=0dB,Ms=30dB3 Noise at 2fLO+fIF : Ls=10dB,Ms=25dB4 Noise at 2fLO-fIF : Ls=10dB,Ms=25dB5 Noise at 3fLO+fIF : Ls=20dB,Ms=20dB6 Noise at 3fLO-fIF : Ls=20dB,Ms=20dB從濾波器1到第一級混頻器的增益積為0.891（線性），其中包括混頻器的增益，然后根據(jù)式1.8計算Fin。Fin=10( 23.5-165-0-30) / 10/ (1000*k*T0*0.891)+10( 23.5-165-0-30) / 10/ (1000*k*T0*0.891)+10( 23.5-165-10-25) / 10/ (1000*k*T0*0.891)+10( 23.5-165-10-25) / 10/ (1000*k*T0*0.891)+10( 23.5-165-20-20) / 10/ (1000*k*T0*0.891)+10( 23.5-165-20-20) / 10/ (1000*k*T0*0.891)+=1.984+1.984+0.628+0.628+0.198+0.198=5.62最后根據(jù)式1.1計算總的等效輸入噪聲因子：FT=Fin+Fin+Fin=8.625+0.63+5.62=14.87 (1.10)接收機(jī)的靈敏度可利用1.2式或1.11式計算：e=FTkTB(S/N)0RG0.5 (1.11)e=(14.87*kT*12000*3.981*50)0.5 =0.38uV從式1.10中可以看到本振寬帶噪聲顯著降低了接收機(jī)的靈敏度，而鏡像噪聲的影響可以忽略。接收機(jī)靈敏度的復(fù)雜計算可以用計算機(jī)的電子表格來計算，就像what-if一樣。表1.2stage properties of a typical dual-conversion receiverStageGainNoise figure(dB)Noise figure(linear)Filter 1-2.52.51.778Rf amplifier12.03.52.239Filter 2-2.02.01.585First mixer-8.0 8.36.761First IF filter-1.51.51.413IF amplifier20.04.02.512Second IF filter-4.04.02.512Second mixer12.012.015.849Detector/15.031.623Filter 2 image attenuation10.0dBEquivalent noise bandwith12.0kHzFirst LO wideband noise -165dBc/Hz (flat with frequency)First LO power23.5dBmInjection filter attenuation0.0dB at fLOfIF offset10.0dB at 2fLOfIF 20.0dB at 3fLOfIF Mixer noise balance30.0dB at fLOfIF 25.0dB at 2fLOfIF 20.0dB at 3fLOfIF Required S/N at detector output6.0dB (3.981 linear )表1.3relative on-channel contribution of each stageStagePrestage Gain (dB)Prestage Gain (linear)Noise TermFilter 1 0.0 1.0000.778Rf amplifier-2.50.5622.204Filter 2 9.58.9130.066First mixer7.55.6231.025First IF filter-0.50.8910.464IF amplifier -2.00.6312.396Second IF filter18.063.0960.024Second mixer14.025.1190.591Detector26.0398.110.077Sum of on-channel noise terms7.625Fin=1+sum of noise terms in (1.6)8.625表1.4 astage properties at image frequencyStageGain (dB)Noise figure (dB)Noise figure (linear)Filter 1 -2.52.51.778Rf amplifier12.03.52.239Filter 2 -10.00.01.0表1.4 bimage noise contributorsStagePrestage gain (dB)Prestage gain (linear)Noise termFilter 1 0.01.0000.778Rf amplifier-2.50.5622.204Filter 2 9.58.9130.0Sum of image noise terms2.981.1.3 接收機(jī)的選擇性（receiver selectivity）接收機(jī)的選擇性用來衡量接收機(jī)對鄰近信道的響應(yīng)。因為信道之間的間隔越來越窄，而且接收機(jī)的選擇性對使用信道頻率的分配和系統(tǒng)在實際中的應(yīng)用有很大影響，所以對接收機(jī)的選擇性的要求也越來越高。Selectivity=-CR-10log10(-IF sel/10)+10(-Spurs/10)+BW*10(SBN/10) (1.12)Selectivity=鄰近信道相對接收靈敏度的值（amount of adjacent channel selectivity relative to nominal receiver sensitivity / dB）CR=捕獲比或是同信道抑止度（capture ratio,or cochannel rejection / dB）IFsel=中頻濾波器對鄰近信道的抑止度（IF filter rejection at the adjacent channel / dB）Spurs=偏離信道間隔處的本振雜散（LO spurious signals present in the IF bandwidth at a frequency offset equal to the channel spacing / dBc）BW=中頻噪聲帶寬（IF noise bandwith / Hz）SBN=偏離（信道間隔）處的本振單邊帶相位噪聲（SSB phase noise of LO at a frequency offset equal to the channel spacing dBc/Hz）=鄰近信道的頻率偏差，即信道間隔，見圖1.7（adjacent channel frequency offset, channel spacing , see figure 1.7）圖 1.7 Spectral purity of LO signal舉個例子，假設(shè)本振的頻譜如圖1.7所示Spurs=90dBcSSB phase noise= -130dBc/HzBW=12000HzIfsel=100dBCR=5dB將上述值代入式（1.12）計算可得選擇性為81.38dB。接收機(jī)的選擇性主要由五個指標(biāo)決定，分別是單邊帶相位噪聲（SSB phase noise），頻率合成器的雜散（synthesizer spurs），中頻的選擇性（IF selectivity），中頻帶寬（IF bandwith），同信道抑止CR（cochannel rejection）。判斷這些統(tǒng)計量對整機(jī)的選擇性的影響的一個簡單方法是在系統(tǒng)仿真中加入選擇性的公式來仿真，例如ExtendTM，在4.20節(jié)有更多關(guān)于系統(tǒng)分析中統(tǒng)計量的評估的介紹。計算選擇性的公式1.12有一個假設(shè)，即假設(shè)鄰近信道的信號（相對要接收的信道的信號為干擾信號）是干凈的未調(diào)制的正弦波。如果干擾源在鄰近信道有頻譜分量，這個前提不成立，那么接收機(jī)的鄰近信道選擇性與式（1.12）基本無關(guān)，而由干擾源的頻譜特性決定。在實際應(yīng)用中，當(dāng)干擾信號的單邊帶相位噪聲很差，或（在窄帶系統(tǒng)中）干擾機(jī)的調(diào)制信號的頻譜分量出現(xiàn)在鄰近信道中，上述的情況（公式的假設(shè)不成立）就會出現(xiàn)。1.1.4 接收機(jī)的偽響應(yīng)（receiver spurious responses）接收機(jī)的偽響應(yīng)是指非接收頻點(diǎn)（desired receive frequency）的那些頻點(diǎn)，但這些頻點(diǎn)的信號很強(qiáng)時，會產(chǎn)生解調(diào)輸出。很顯然，在寬帶調(diào)諧的接收機(jī)中，這種情況是我們不希望的，因為寬帶接收機(jī)的RF濾波器需要包涵整個接收頻帶。大部分接收機(jī)的偽響應(yīng)是混頻器的偽響應(yīng)，其可能被前級的RF選頻特性衰減，或沒有衰減。大部分接收機(jī)的偽響應(yīng)來自射頻（RF）信號和本振（LO）信號混疊。任一個滿足下面關(guān)系的RF信號都有可能是接收機(jī)的偽響應(yīng)：mfRFnfLO=fIFfRF=所有輸入到混頻器的RF端的信號的頻點(diǎn)（any incoming frequency into the mixer RF port）fLO=本振頻率（local oscillator frequency）fIF=需要的中頻頻率（desired IF frequency）m=RF頻率的整數(shù)乘積因子（integer multiplier of RF frequency）n=本振頻率的整數(shù)乘積因子(integer multiplier of LO frequency)根據(jù)上式，每一（m,n）都會產(chǎn)生兩個偽信號頻率對應(yīng)RF頻率（m,n都為正）：fRF1=(nfLO-fIF)/m (1.13)fRF2=(nfLO+fIF)/m (1.14)fRF1=(m,n)對應(yīng)的兩個偽響應(yīng)之一（one possible (m,n) spurious response）fRF2=(m,n)對應(yīng)的兩個偽響應(yīng)的另一個(another possible (m,n) spurious response)fLO=本振頻率(local oscillator frequency)fIF=中頻頻率（desired IF frequency）m=RF頻率的整數(shù)乘積因子（integer multiplier of RF frequency）n=本振頻率的整數(shù)乘積因子(integer multiplier of LO frequency)圖 1.8 Common receiver spurious responses with high_side injection以下列出了常見的偽響應(yīng)，（m,n）解釋了其來源，其中的三個如圖1.8所示。1 鏡像（image）：本振低端注入時（m,n）為（-1,1）；高端注入為（1,-1）2 半中頻（half-IF）：低端注入為（2,-2）；高端為（-2,2）。其抑止度由混頻器的IP2決定。3 中頻（IF）：直接中頻的輸入4 靠近接收頻率，由m和n組合產(chǎn)生的高階偽響應(yīng)，其很難濾除。此時接收機(jī)的性能由混頻器決定。低中頻的接收機(jī)對m和n相差1的高階偽響應(yīng)較為敏感。高中頻的接收機(jī)必須仔細(xì)考慮偽響應(yīng)的敏感度，這里的m和n沒有限制。5 (1,n)的偽響應(yīng)是nLO雜散，如果RF前端有返回響應(yīng)（return responses）或是自諧振，就像腔體濾波器，通常在接收頻率的奇次諧波的選擇性較差。那么這些雜散比較容易到混頻器6 在二次變頻接收機(jī)中，第二鏡像（second image）的影響通常可以忽略，但是它決定了在第一中頻處需要多少晶體來抑止。在高性能接收機(jī)中，第一中頻的選擇性由第二鏡像的抑止度決定，而不是鄰近信道的選擇性。如果第二中頻是450Hz，則第二鏡像的偽響應(yīng)信號為fRF900KHz；由本振的注入方式?jīng)Q定。7 在本振信號中出現(xiàn)的雜散也會造成接收