第四章DCDC變換器的電流控制方式ppt課件

1、第4章 DC/DC變換器的電流控制方式,4.1 簡介 4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩 4.3 峰值電流控制下的一階模型 4.4 峰值電流控制下的精確模型 4.5 DCM下的峰值電流控制 4.6 平均電流控制 4.7 小結(jié),1. 峰值電流控制,在峰值電流控制中，器件峰值電流值 取代了占空比信號作為控制輸入,4.1 簡介,峰值電流控制特點： 動態(tài)特性簡單可控，電感極點轉(zhuǎn)移至高頻段； 輸出電壓控制精度提高，具有大的相角裕度，無需采用超前補償網(wǎng)絡(luò)； 必須采集半導(dǎo)體器件的電流信號，該信號還可作為過流保護輸入得到更好的控制性能； 通過對峰值電流的控制輸入ic(t)的調(diào)節(jié)，便可限制開關(guān)器件的最大峰值電流

2、； 橋式、推挽式變換器中常見的變壓器磁飽和問題得到解決； 具有對噪聲敏感的缺點,4.1 簡介,2. 平均電流控制,在平均電流控制中，通常選取電感電流作為反饋信號，由于電感電流中含有大量的 紋波及開關(guān)諧波，通常采用串聯(lián)電阻或霍爾電流傳感器,4.1 簡介,平均電流控制的特點,該模式實際上就是我們常說的雙環(huán)控制系統(tǒng)； 引入電流反饋，可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能。任何一種擾動，都會形成同步的電感電流變化，這樣就可以通過電流傳感器使電流內(nèi)環(huán)開始進行調(diào)節(jié)，而無須像電壓單環(huán)控制方式中等到輸出電壓發(fā)生變化才開始工作； 限制功率開關(guān)器件的最大電流值，在雙環(huán)系統(tǒng)中，由電壓控制器的輸出信號vcp提供最大電流的限制信

3、號，限制功率開關(guān)管的最大電流或平均電流，實現(xiàn)了過流保護； 多個開關(guān)變換器并聯(lián)運行時，可以采用單電壓環(huán)，多電流內(nèi)環(huán)的工作方式，電壓環(huán)向電流環(huán)提供相同的參考信號vcp ，實現(xiàn)并聯(lián)均流的效果； 電流內(nèi)環(huán)的引入擴展了系統(tǒng)輸入電壓的范圍，允許輸入電壓有較大的交流成分，減小了對輸入濾波電容的依賴，提高了系統(tǒng)的性能； 改善開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，電流環(huán)的控制對象為一階積分環(huán)節(jié)，所以電流環(huán)具有很好的穩(wěn)定性，同時整個內(nèi)環(huán)系統(tǒng)對外等效為一個恒流源特性，對于外環(huán)電壓環(huán)節(jié)亦可等效為一個單極點系統(tǒng)，因此電壓控制環(huán)的相位裕度大，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性,4.1 簡介,觀察下面CCM下的電感電流波形,其中的電感電流斜率m1和-m2

4、,Buck變換器,Boost變換器,Buck-Boost變換器,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,穩(wěn)態(tài)下,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,對電感電流進行擾動,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,局部放大,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,因此，穩(wěn)定條件為,當,當,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,例：D=0.6時，不穩(wěn)定運行,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,D=1/3時，系統(tǒng)穩(wěn)定運行,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,引入斜坡補償消除次諧波振蕩,Q1關(guān)斷條件變?yōu)?4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,引入斜坡補償后的穩(wěn)態(tài)電感電流波形,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,4.2 峰

5、值電流控制中的次諧波振蕩,擾動前,擾動后,引入斜坡補償后的穩(wěn)定性分析,由圖可知,一個完整的開關(guān)周期后的穩(wěn)定性分析,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,特征值a可寫為,可見,為保證系統(tǒng)穩(wěn)定，需要|a|1； 在Buck和Buck-Boost變換器中，由于m2=-v/L，因此如果保證輸出電壓v穩(wěn)定則m2也穩(wěn)定； 我們通常選擇ma=0.5m2，因此當D=1時，a=-1，當0D1時，|a|1，使a盡量小可以保證所有占空比下系統(tǒng)的穩(wěn)定性； 有時我們可以選擇ma=m2，這將導(dǎo)致當0D1時，a=0,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,未加斜坡補償前： 當在電流控制值上存在小擾動 時，便會在占空比上產(chǎn)生一個較大

6、的擾動,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,加入斜坡補償后，減輕了噪音產(chǎn)生的擾動： 由于增益降低，因此同樣的控制電流輸入擾動 產(chǎn)生的占空比擾動相對要小,4.2 峰值電流控制中的次諧波振蕩,包含電壓外環(huán)的峰值電流控制系統(tǒng)框圖,4.3 峰值電流控制下的一階模型,忽略電感電流開關(guān)紋波和斜坡補償對系統(tǒng)的影響，則會有,當變換器處于CCM模式且穩(wěn)定時，由于開關(guān)紋波很小且斜坡補償幅值也很小，因此該等效精確度很高。 擾動量同時成立,基于該假設(shè)，由于電感電流不再是一個獨立的狀態(tài)變量，在小信號傳遞函數(shù)中，它不再會產(chǎn)生一個極點，從而系統(tǒng)將簡化為一階系統(tǒng),4.3 峰值電流控制下的一階模型,1. 一階近似模型(CCM下

7、的Buck-Boost變換器,4.3 峰值電流控制下的一階模型,由以上已知的Buck-Boost小信號交流模型，可得到占空比控制的數(shù)學(xué)模型,4.3 峰值電流控制下的一階模型,假設(shè)初始條件為零狀態(tài)，進行Laplace變換，可得,由假設(shè)條件,帶入電感公式，解得占空比關(guān)系式，由于此時控制輸入為ic，因此占空比只是一個中間變量,4.3 峰值電流控制下的一階模型,消去中間變量d(s,合并化簡同時應(yīng)用穩(wěn)態(tài)變量關(guān)系，可得,4.3 峰值電流控制下的一階模型,對于輸入端口，由,可得其等效電路,4.3 峰值電流控制下的一階模型,對于輸出端口，由,可得其等效電路,節(jié)點,4.3 峰值電流控制下的一階模型,下面給出峰值

8、電流控制下DC/DC變換器的統(tǒng)一等效模型,4.3 峰值電流控制下的一階模型,通過等效電路獲得傳遞函數(shù),控制-輸出傳遞函數(shù),對于Buck-Boost變換器,4.3 峰值電流控制下的一階模型,輸入-輸出傳遞函數(shù),對于Buck-Boost變換器,4.3 峰值電流控制下的一階模型,輸出阻抗,對于Buck-Boost變換器,4.3 峰值電流控制下的一階模型,2. 平均開關(guān)模型(CCM下的Buck變換器,假設(shè),4.3 峰值電流控制下的一階模型,將占空比消去,可以看出： 從輸出端口看，可以等效為一個電流源； 從輸入端口看，可以看著一個恒功率負載,4.3 峰值電流控制下的一階模型,于是可得Buck變換器的平均

9、開關(guān)網(wǎng)絡(luò)模型,4.3 峰值電流控制下的一階模型,其他拓撲模型,4.3 峰值電流控制下的一階模型,進行小信號擾動分析,對于輸入端口,對于輸出端口,4.3 峰值電流控制下的一階模型,4.3 峰值電流控制下的一階模型,Buck電路的小信號模型,輸入端口特性曲線,將小信號模型表示為輸入與輸出之間的關(guān)系,輸出端口滿足,可得輸入端口表達式,4.3 峰值電流控制下的一階模型,通過平均開關(guān)小信號模型得到相應(yīng)的傳遞函數(shù),4.3 峰值電流控制下的一階模型,通過峰值電流控制一階模型，我們可以較好的理解CPM變換器的低頻特性，但是我們卻不能得到系統(tǒng)在開關(guān)頻率附近的高頻特性；從Buck變換器的輸入-輸出特性中，我們也不

10、能得到輸入電壓擾動對輸出的影響，因此本節(jié)將引入CPM變換器的精確模型。 在本節(jié)中，我們將考慮電感電流紋波和斜坡補償?shù)挠绊??；陔姼须娏髌骄匠蹋玫秸伎毡扰c控制電流、輸入電壓、輸出電壓和斜坡補償斜率之間的關(guān)系，將其應(yīng)用至小信號交流等效模型中，從而得到CPM變換器的精確模型,4.4 峰值電流控制下的精確模型,電感電流、控制電流、斜坡補償波形圖,1. 峰值電流控制器的精確模型,4.4 峰值電流控制下的精確模型,取,其中，假設(shè)斜坡補償斜率固定： ma=Ma m1和m2的斜率受輸入電壓和輸出 電壓控制，因此引入斜率擾動,Buck 變換器,Boost 變換器,Buck-Boost 變換器,4.4 峰值電

11、流控制下的精確模型,線性化，忽略高階項,4.4 峰值電流控制下的精確模型,4.4 峰值電流控制下的精確模型,可以看出，占空比受電流控制輸入、電感電流、輸入電壓與輸出電壓的控制。 其中各值均為平均值的擾動量，即實現(xiàn)了將峰值電流控制模式轉(zhuǎn)換為平均值控制 模式，可以采用小信號交流平均模型來對其進行建模，其原理框圖如下所示,4.4 峰值電流控制下的精確模型,引入Buck變換器,4.4 峰值電流控制下的精確模型,引入Boost變換器,4.4 峰值電流控制下的精確模型,引入Buck-Boost變換器,4.4 峰值電流控制下的精確模型,Buck變換器控制系統(tǒng)框圖,回路電壓傳遞函數(shù),占空比輸出的傳遞函數(shù),電流

12、誤差-輸出電壓傳遞函數(shù),電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù),4.4 峰值電流控制下的精確模型,控制電感電流傳遞函數(shù),控制輸出傳遞函數(shù),4.4 峰值電流控制下的精確模型,在上一章中，我們定義輸出電壓是占空比與輸入電壓變化的疊加,2. CPM變換器傳遞函數(shù)的確定,其中，Gvd(s)和Gvg(s)分別為控制-輸出與輸入-輸出的傳遞函數(shù),其中,同理，在峰值電流控制下，電感電流平均值擾動量和輸出電壓擾動量同樣可以 表示為是占空比與輸入電壓擾動量的線性疊加,4.4 峰值電流控制下的精確模型,綜合可得系統(tǒng)原理框圖,4.4 峰值電流控制下的精確模型,將 帶入 中，經(jīng)整理可得,將上式帶入 中，經(jīng)整理可得,經(jīng)整理可得,4.4 峰值

13、電流控制下的精確模型,于是便可得到峰值電流模式下基本電路拓撲的控制-輸出傳遞函數(shù),輸入-輸出傳遞函數(shù),4.4 峰值電流控制下的精確模型,峰值電流控制器的精確模型引入了電感電流與控制電流的差值（由電感電流紋波與斜坡補償引起） 如右圖所示，F(xiàn)g和Fv均表示由輸入、輸出電壓引起的電感電流紋波對占空比的影響，但在深度CCM中，紋波非常小，因此可以忽略Fg和Fv兩部分影響,3. 精確模型與一階模型之間的關(guān)系,4.4 峰值電流控制下的精確模型,斜坡補償導(dǎo)致了電感電流與控制電流間的不同； 其中Fm體現(xiàn)了斜坡斜率ma對占空比的影響，F(xiàn)m與ma 成反比，當Fm為無窮大時， ma 趨于0； 當ma 為0時，有：

14、當忽略電感電流紋波時，即Fg和Fv趨于零時，則上式化簡為： 這與上一節(jié)中的簡單一階模型的假設(shè)條件相符,4.4 峰值電流控制下的精確模型,同樣，由前面得到的控制-輸出傳遞函數(shù),存在下面假設(shè)時,此時的控制-輸出與輸入-輸出傳遞函數(shù)分別為,與上一節(jié)結(jié)論相同,4.4 峰值電流控制下的精確模型,在極端條件下，存在非常大的斜坡補償斜率，CPM控制器則退化為占空比控制器，ma很大（Fm變得很?。?，此時控制-輸出傳遞函數(shù)變?yōu)椋?可見，電流模式控制器變?yōu)榫哂性鲆鍲m的PWM控制器，其中占空比控制器傳遞函數(shù)Gvd(s)已知； 同樣，該條件下輸入-輸出傳遞函數(shù)變?yōu)椋?其中占空比控制器傳遞函數(shù)Gvg(s)已知,

15、4.4 峰值電流控制下的精確模型,4. CCM下Buck變換器的CPM控制傳遞函數(shù),可見，為了得到CPM控制傳遞函數(shù)，必須首先得到,4.4 峰值電流控制下的精確模型,對于已知的Buck變換器小信號模型,4個傳遞函數(shù)均具有相同的極點,4.4 峰值電流控制下的精確模型,1) 控制-輸出傳遞函數(shù),化簡,4.4 峰值電流控制下的精確模型,Buck變換器控制方法總結(jié),4.4 峰值電流控制下的精確模型,峰值電流控制器對品質(zhì)因數(shù)的影響,可見： CPM變換器中的品質(zhì)因數(shù)是占空比模式下的品質(zhì)因數(shù)與一個系數(shù)的乘積； 該系數(shù)通常小于1，因而CPM控制器將減小Q； 對于較大的Fm(ma較小)，品質(zhì)因數(shù)變化了Fm-1/

16、2倍； 如果斜坡補償不太大，Qc將小于0.5，此時極點為實數(shù)，且距離很遠，其中高頻極點接近于開關(guān)頻率,4.4 峰值電流控制下的精確模型,其中，低頻極點解得為,對于大的Fm和小的Fv，近似存在,其結(jié)果同樣與理想的一階模型一致,4.4 峰值電流控制下的精確模型,高頻極點解得為,對于大Fm，近似存在,可見，高頻極點接近甚至高于開關(guān)頻率fs。 應(yīng)該指出，變換器開關(guān)和調(diào)制采樣過程，即離散現(xiàn)象，會影響變換器的高頻屬性，此種情況下不能用連續(xù)時域平均法來進行分析。因此該模型僅在小于fs /2內(nèi)有效,4.4 峰值電流控制下的精確模型,已知精確模型下的傳遞函數(shù)表達式為,2) 輸入-輸出傳遞函數(shù),我們已知在理想CP

17、M變換器中，該傳遞函數(shù)為0，即,可見,帶入傳遞函數(shù)表達式,4.4 峰值電流控制下的精確模型,將已知的傳遞函數(shù)帶入該式,化簡，可得,可見，除了具有和Gvc相同 的極點外，其直流增益可以 表示為,4.4 峰值電流控制下的精確模型,可見： 對于占空比控制模式 ，Gg0等于D； 對于理想的一階模型中，由于 ， Gg0等于0； 對于非理想狀態(tài)下，Gg0和Gvg-cpm(s)均不為0； 對于典型值Ma=0.5M2，Gg0等于0（對于CPM Buck變換器），其結(jié)果是有效的前饋網(wǎng)絡(luò)Fg使得Gvg中不再有vg成分,4.4 峰值電流控制下的精確模型,Boost變換器,4.4 峰值電流控制下的精確模型,Buck-

18、Boost變換器,4.4 峰值電流控制下的精確模型,本節(jié)將再次應(yīng)用平均開關(guān)模型對DCM模式的CPM變換器進行建模： 電感動態(tài)特性反映在高頻段，即電感引起的極點位于開關(guān)頻率附近甚至更高； 小信號傳遞函數(shù)僅包含一個低頻極點； DCM下的電流峰值控制Boost和Buck-Boost變換器即使不加斜坡補償依然穩(wěn)定； DCM下的電流峰值控制Buck變換器在不加斜坡補償時，D2/3時是穩(wěn)定的，當加入一個很小的斜坡補償ma0.086m2，就可實現(xiàn)全占空比范圍穩(wěn)定,4.5 DCM下的峰值電流控制,以DCM下的Buck-Boost電路為例,4.5 DCM下的峰值電流控制,4.5 DCM下的峰值電流控制,對輸入端

19、口變量進行平均,4.5 DCM下的峰值電流控制,從輸入端口看： 平均開關(guān)波形標明輸入端依然表現(xiàn)為一個負載屬性； 在0d1Ts階段，能量從輸入端口流經(jīng)開關(guān)器件到達電感，其值為： 該能量轉(zhuǎn)換為功率應(yīng)等于 可以看出，與前面分析結(jié)果一致，輸入端口也可看作是一個 功率傳輸負載,4.5 DCM下的峰值電流控制,對輸出端口變量進行平均,4.5 DCM下的峰值電流控制,平均電路模型,4.5 DCM下的峰值電流控制,DCM下Buck-Boost電路的穩(wěn)態(tài)模型,對于電阻性負載,4.5 DCM下的峰值電流控制,同理可得Buck、Boost電路的DCM下CPM平均模型,4.5 DCM下的峰值電流控制,DCM下CPM變

20、換器的穩(wěn)態(tài)特性,4.5 DCM下的峰值電流控制,對于Buck變換器，ma=0時的輸出特性,對于電阻性負載， 可以有2個工作點； 當VVg*2/3時， 系統(tǒng)不穩(wěn)定,4.5 DCM下的峰值電流控制,Buck變換器的線性化小信號模型,Boost變換器的線性化小信號模型,4.5 DCM下的峰值電流控制,Buck-Boost變換器的線性化小信號模型,4.5 DCM下的峰值電流控制,DCM下CPM變換器小信號等效電路模型輸入端參數(shù),4.5 DCM下的峰值電流控制,DCM下CPM變換器小信號等效電路模型輸出端參數(shù),4.5 DCM下的峰值電流控制,DCM下，假設(shè)L=0，則基本拓撲的統(tǒng)一小信號等效電路模型如下圖

21、，可得其傳遞函數(shù),4.5 DCM下的峰值電流控制,對于Buck電路,當ma=0時，上式的分子在M2/3時為負值； wp因此變?yōu)橐粋€RHP極點，變換器因而不穩(wěn)定； 此時必須增加一個小的斜坡補償來穩(wěn)定系統(tǒng)； 通過計算可得，取ma0.086可以使系統(tǒng)無條件穩(wěn)定； 沒有斜坡補償，輸出電壓反饋環(huán)節(jié)也可穩(wěn)定系統(tǒng),4.5 DCM下的峰值電流控制,這種控制方式的參考值是與電感平均電流值進行比較，而不是峰值。 優(yōu)點： 比峰值電流控制具有更好的噪聲抑制能力； 無需進行斜坡補償，控制更加精確； 除控制電感電流外還可控制任何支路的平均電流。 缺點： 不能對開關(guān)管的瞬時電流進行限制，也不能在一些變換器中（如推挽、正激等

22、）抑制變壓器的磁飽和現(xiàn)象,以Buck電路為例,4.6 平均電流控制模式,其中，Gci(s)通常為一個PI補償器,4.6 平均電流控制模式,對于Buck變換器，小信號模型中有： 其中： 補償前電流環(huán)傳遞函數(shù),4.6 平均電流控制模式,忽略高頻極點時,對于Buck變換器，由于電感直接驅(qū)動輸出端口，因此有： 輸入-輸出傳遞函數(shù),控制-輸出方程為,4.6 平均電流控制模式,在峰值電流控制中，開關(guān)器件電流的峰值is(t)由控制輸入ic(t)確定，此方法可以大大簡化系統(tǒng)的控制輸出傳遞函數(shù)。尤其是在Buck變換器中，引入峰值電流控制后可以忽略輸入輸出傳遞函數(shù)； 對于基本的峰值電流控制，當D0.5時，無論選用

23、何種變換器拓撲，控制器均將失穩(wěn)?？梢酝ㄟ^添加斜坡補償（斜率為ma）來穩(wěn)定控制器，當ma0.5m2時，控制器的穩(wěn)定性將與占空比無關(guān)； 通過引入等效條件Tsic(t)，可以將峰值電流控制變換器以簡單的等效為一個一階系統(tǒng)，其開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的端口平均量也可等效為電流源ic以及傳遞能量的負載。通過對該平均模型進行擾動和線性化可以得到其小信號模型。我們也可以利用第4章得到的小信號模型并將iL(t)ic(t)引入得到同樣的結(jié)果； 引入峰值電流控制的簡單的一階模型中忽略了變換器中輸入輸出與控制輸出傳遞函數(shù)中的一個極點，但并不會改變其零點狀態(tài)，直流增益將與負載有關(guān),4.7 小結(jié),7.7 小結(jié),在峰值電流控制器的精確模型中，重復(fù)的引入了平均電感電流Ts和控制輸入ic(t)以及斜坡補償之間的區(qū)別。因此在Buck變換器中，其輸入輸出傳遞函數(shù)將不再為0。如果將峰值電流控制器以方框圖的形式表示，就可以連同第4章所得到的小信號模型儀器來進行系統(tǒng)分析，以得到多個反饋環(huán)相應(yīng)的傳遞函數(shù)； 在精確模型中，可以看到由電感引起的極點將出現(xiàn)在電流內(nèi)環(huán)Ti(