畢業(yè)設計（論文）電壓型PWM整流器(VSR)及控制系統(tǒng)的matlab仿真

1、 編號20151134231本科生畢業(yè)設計基于pwm整流器的交流調速系統(tǒng)的設計design of ac speed regulation systembased on pwm rectifier學 生 姓 名專 業(yè)電氣工程及其自動化學 號1134231指 導 教 師分 院電子工程分院2015年 6 月 摘 要基于 pwm 整流的交流調速系統(tǒng)采用交直交的變頻方式，用pwm整流代替了傳統(tǒng)的二極管不可控整流。pwm 整流可以有效改善系統(tǒng)功率因數(shù)，并在電機需要制動時將能量回饋電網，實現(xiàn)真正意義上的節(jié)能。本文提出了一種新型的交流調速系統(tǒng)方案：整流環(huán)節(jié)采用直接功率控制，通過直接控制瞬時有功功率、瞬時無功功

2、率，實現(xiàn) pwm 整流的高功率因數(shù)，該控制方式簡單且易于實現(xiàn)數(shù)字化；電機控制采用直接轉矩控制，通過直接控制電磁轉矩和定子磁鏈實現(xiàn)電機調速，該方法簡單且彌補了矢量控制對于電機轉子參數(shù)敏感的缺陷。進而通過 matlab 仿真證明：所提出的新型調速系統(tǒng)能夠實現(xiàn)單位功率因數(shù)，降低輸入電流的諧波畸變率，并可以實現(xiàn)電機四象限運行以及能量雙向流動。關鍵詞：異步電機 pwm 整流 高功率因數(shù) 直接功率控制 直接轉矩控制 abstract ac adjustable speed system based on pwm rectifier uses the ac-dc-ac style. in compariso

3、n with the traditional converter, the diode rectifier is replaced by pwm rectifier. pwm rectifier not only can greatly improve the power factor of the whole system, but also reaches the energy conservation by realizing the bidirectional flow of energy when the motor brakes. a new ac speed-regulation

4、 system is presented in this paper. in pwm rectifier, direct power control method, which is practical and can be digitized easily, is used to improve the power factor significantly by controlling the instantaneous active/reactive power. as for motor, direct torque control method, which is easy to be

5、 realized and robust to the rotor parameters, is adopted to improve the drive performance through controlling directly the stator flux and electromagnetic torque.finally, the corresponding simulation is completed and the results show that the new adjustable speed system can improve the power factor

6、to be 1, lower the harmonic distortion of input current, accomplish the four-quadrant operation and bidirectional flow of energy.keywords: asynchronous motor pwm rectifier high power factor direct power control (dpc) direct torque control (dtc) 目 錄緒 論1第一章 三相電壓型pwm整流器的控制與實現(xiàn)51.1 pwm整流器的主電路結構51.2 三相電壓型

7、pwm整流器的數(shù)學模型61.3 pwm 整流器的直接功率控制10第二章 直接轉矩控制系統(tǒng)的設計142.1 異步電機的直接轉矩控制的基本原理142.2 直接轉矩控制系統(tǒng)18第三章 基于pwm整流器的調速系統(tǒng)的參數(shù)設計233.1 變頻器容量的選擇233.2 電源變壓器243.3 交流側電感的設計243.4 直流電容的設計263.5 直流電壓給定值的設計273.6 igbt 的參數(shù)設計28第四章 基于pwm整流器的調速系統(tǒng)的 matlab 仿真294.1 電機的四象限運行294.2 基于 pwm 整流器的調速系統(tǒng)的仿真304.3 實驗結果分析38結 論40參考文獻41致 謝42緒 論 1. 課題背景

8、及其意義 在工礦企業(yè)中，電機類的耗電量占企業(yè)總用電量的 70%以上，因此電機節(jié)能對國民經濟具有重要的意義。應用變頻調速技術對電機進行節(jié)能技術改造，可以有效地節(jié)約用電量，取得很好的經濟效益12目前廣泛采用的變頻調速系統(tǒng)的主電路采用交直交方式34，這種電路的工作原理是先將交流電源通過不可控整流轉化為直流電源，然后通過逆變技術轉化為電機所需要的交流電源，從而滿足電機的調速性能。早期的變頻系統(tǒng)都是采用開環(huán)恒壓頻比（vvvf）的控制方式50，其優(yōu)點是控制結構簡單，成本較低，缺點是系統(tǒng)性能不高。二十世紀70年代德國f.blaschke等人首先提出矢量控制理論60，大大提高了交流電機的控制性能，但是矢量控制

9、系統(tǒng)存在結構復雜，非線性和電機參數(shù)變化影響系統(tǒng)性能等問題。1985年，德國的depenbrock 教授提出異步電機直接轉矩控制理論(direct torque control，簡稱為dtc)670。直接轉矩控制與矢量控制不同，它不是通過控制電流、磁鏈等量來間接控制轉矩，而是把轉矩直接作為被控量來控制。這種控制技術與矢量控制技術相比，對電機參數(shù)不敏感，不受轉子參數(shù)的影響，簡單易行，在很大程度上克服了矢量控制技術的缺點6700。傳統(tǒng)的變頻調速系統(tǒng)在整流環(huán)節(jié)采用不可控的二極管整流，這種技術電路簡單，經濟性好，可靠性強，因此它的應用十分廣泛，但是這種整流器的廣泛使用也帶來了新的問題：一方面，使得交流側

10、輸入電流波形嚴重畸變，造成功率因數(shù)較低，最高功率因數(shù)也只有0.8左右，大量無功功率的消耗不僅增加了輸電線路的損耗，也嚴重地影響了供電質量。另一方面，對于傳統(tǒng)交流變頻調速系統(tǒng)，由于二極管的單向導電性能，電機制動的再生能量無法回饋給電網30。為了裝置的安全運行，這部分能量必須通過一定的途徑消耗掉，造成了能量浪費，系統(tǒng)效率也不高，而且用于消耗能量的電阻發(fā)熱嚴重，影響系統(tǒng)的其他部分正常工作，動態(tài)響應速度慢0。目前解決傳統(tǒng)的二極管整流所帶來的電網污染問題的根本措施就是采用 pwm 整流器，這種整流技術可以有效抑制諧波和提高功率因數(shù)，使得整個系統(tǒng)輸入電流正弦化、接近單位功率因數(shù)，而且可以使得能量雙向流動、

11、輸出直流電壓可調且紋波小，這是一種積極主動的解決方式，是一種綠色的電力電子裝置000。本論文提出了一種新型的交流調速系統(tǒng)設計方案，采用直接轉矩控制技術，利用其轉矩動態(tài)響應快，以及對電機模型參數(shù)依賴程度小的優(yōu)勢，提高了異步電機的動態(tài)性能；用三相 pwm 整流技術產生直流母線電壓，也能將異步電機制動時產生的能量變成電能送回電網，同時保持電網側電流為正弦波形，且接近單位功率因數(shù)，降低了整流諧波對電網的干擾，也節(jié)約了能源。 2. 交流異步電機變頻調速技術的發(fā)展概況 交流電機特別是鼠籠異步電機，由于結構簡單、制造方便、價格低廉、堅固耐用、慣量小、運行可靠、很少需要維護、可以用于比較惡劣環(huán)境等優(yōu)點，在工農

12、業(yè)生產中得到了廣泛的應用。但是交流電機是一個多變量、非線性、強耦合的被控對象，勵磁電流和轉矩電流耦合在一起，使的交流電機的調速比較困難。隨著現(xiàn)代控制理論、新型大功率電力電子器件以及微處理器數(shù)字控制技術的發(fā)展，交流電機變頻調速技術受到了格外重視并取得了飛速的發(fā)展。變頻調速系統(tǒng)目前應用最為廣泛的是轉速開環(huán)恒壓頻比的調速系統(tǒng)，這種控制系統(tǒng)結構最簡單，成本低，適用于風機、水泵等對調速系統(tǒng)動態(tài)性能要求不高的場合0。1971年，德國西門子公司的f.blaschke等人提出了“感應電機磁場定向的控制原理”，美國的p.c.custinna和a.a.clark申請的專利“感應電機定子電壓的坐標變換控制”，經過不

13、斷的實踐和改進，形成了現(xiàn)已得到普遍應用的矢量控制變頻調速系統(tǒng)。矢量控制技術的提出，使交流傳動系統(tǒng)的動態(tài)特性得到了顯著的改善，這無疑是交流傳動控制理論上的一個質的飛躍。但是異步電機，特別是鼠籠式異步電機的轉子磁鏈是無法直接測量的，只有實測電機氣隙磁鏈后再經過計算才能求得，同時在計算中需要電機轉子參數(shù)以及大量復雜的坐標變換計算，這對實時控制帶來一定的難度。對于這些問題，國內外學者進行了大量的理論分析和實驗研究，日本的難卜江章等人提出轉差型矢量控制方法0，使矢量控制技術向前邁進了一步。后來德國的w.loenhand和r.gbariel等用微機實現(xiàn)了數(shù)字化矢量控制0；為了改善電機參數(shù)和運行狀態(tài)變化對系

14、統(tǒng)的影響，w.schumacher等人進行了自適應磁鏈模型與自適應矢量控制系統(tǒng)的研究，以達到提高矢量控制系統(tǒng)魯棒性的目的0；也有一些學者用智能控制算法來改進矢量控制，也取得了很多實際成果0。但是轉子的觀測精度仍然不夠準確，一些算法計算比原來還要復雜，因而在進一步研究和完善矢量控制的同時，許多學者進行著新的控制方法的研究。1985年德國魯爾大學的m.depenbrock教授又提出了一種稱為直接轉矩控制的控制方法，隨后日本的i.takahashi等人也提出了類似的控制方法。直接轉矩控制是借助瞬時空間矢量理論，采用空間電壓矢量的分析方法，直接在定子坐標系下計算電機的磁鏈和轉矩，并根據(jù)反饋值與給定值的

15、差值來選擇電壓空間矢量的狀態(tài)，通過控制pwm型逆變器，控制異步電機的瞬時輸入電壓，在保持電機定子磁鏈恒定的條件下，控制異步電機定子磁鏈的瞬時旋轉速度，來改變它對轉子的瞬時轉差率，直接控制電機的瞬時電磁轉矩及其變化率，得到電機的快速動態(tài)響應。直接轉矩控制的提出是繼矢量控制后的又一個重大發(fā)展，近年來對異步電機的直接轉矩控制的研究異?；钴S，是一個新的研究熱點。與矢量控制相比，直接轉矩控制有以下幾個主要特點：(1) 直接轉矩控制直接在定子坐標系下分析交流電動機的數(shù)學模型、控制電動機的磁鏈和轉矩。它不需要矢量旋轉變換等復雜的變換與計算。(2) 直接轉矩控制磁場定向所用的是定子磁鏈，只要知道定子電阻就可以

16、把它觀測出來。因此直接轉矩控制大大減少了矢量控制技術中控制性能易受參數(shù)變化影響的問題。(3) 直接轉矩控制采用空間矢量的概念來分析三相交流電動機的數(shù)學模型，控制各個物理量，使問題變得特別簡單明了。(4) 直接轉矩控制強調的是轉矩的直接控制與效果，控制既直接又簡化。(5) 直接轉矩控制不需要專門的pwm波形發(fā)生器，控制電路簡單，特別適用于電壓型逆變器，方便實現(xiàn)數(shù)字化控制。 3. 三相電壓型 pwm 整流器的發(fā)展概況 自20世紀90年代以來,pwm整流器一直是研究的熱點。對pwm整流器相關的應用領域的研究也越來越多，例如其在有源濾波、超導儲能、交流傳動、高壓直流輸電以及統(tǒng)一潮流控制等應用領域的研究

17、0，又促進了pwm整流器及其控制技術的進步和完善。國內外學者對pwm整流器的研究主要集中在pwm整流器的建模；pwm整流器的拓撲結構；pwm整流器系統(tǒng)控制策略以及電流型pwm整流器的研究等方面。(1)關于pwm整流器的建模近幾年沒有太大的變化，仍是以r.wu，s.b.ewan等為主的較為系統(tǒng)地建立的 pwm 整流器在a、b、c三相坐標中的模型。而chun.t.rim和dong.y.hu等則利用局部電路的d、q坐標變換建立了pwm整流器基于變壓器的低頻等效模型電路，并給出了穩(wěn)態(tài)、動態(tài)特性分析。在此基礎上，hengchun mao等人建立了一種新穎的降階小信號模型，簡化了pwm整流器的數(shù)學模型及特

18、性分析。(2)對于不同功率等級以及不同的用途，人們研究了各種不同的電壓型高功率因數(shù)整流器的拓撲結構。在小功率應用場合，pwm整流器拓撲結構的研究主要集中在減少功率開關損耗和改進直流輸出性能上。對于中等功率場合，多采用六個功率開關器件構成的pwm整流器，包括三相電壓型pwm整流器和三相電流型pwm整流器，由于它可以實現(xiàn)能量的雙向傳輸，應用范圍最廣。對于大功率 pwm 整流器，其拓撲結構的研究國內外學者主要集中在多電平拓撲結構、整流器組合及軟開關技術上。(3)對于pwm整流器，線性控制策略大致可以分為直接電流控制、間接電流控制以及直接功率控制。間接電流控制，即在控制結構中不引入交流側電流采樣值，而

19、依據(jù)交流側電壓計算調制電壓，從而間接控制交流側電流。直接電流控制，這種方式是直接檢測網側電流，在系統(tǒng)中設置電流閉環(huán)，從而能夠獲得很快的電流響應速度。目前，直接電流控制已經是 pwm 整流器電流控制策略的主流，如固定開關頻率的直接電流控制、滯環(huán)電流控制、空間矢量(svpwm)控制等技術均己經得到應用。直接功率控制，引入閉環(huán)比較的量值是系統(tǒng)的瞬時有功、無功功率。通過電流檢測量計算系統(tǒng)的瞬時有功、無功功率，與相應參考值用滯環(huán)比較的方式得到誤差指令，結合輸入電壓空間矢量的位置從開關選擇表中獲得當前時刻所需的開關矢量。除此之外，還有學者依據(jù)最優(yōu)控制理論提出調整時間最短的快速控制策略；依據(jù)lyapunov

20、穩(wěn)定性提出的系統(tǒng)大范圍穩(wěn)定控制策略，以及依據(jù)非線性控制原理提出的神經網絡控制器、滑模變結構控制等。 4. 本論文研究的主要內容 近年來隨著電力電子、微處理器以及控制技術的發(fā)展，極大的提高了交流異步電機的調速性能，使交流調速產品性能得以改善成為可能。同時在環(huán)境保護問題日益受到關注的今天，人們對電力電子裝置的諧波污染問題也提出了越來越高的要求，開發(fā)的電力電子裝置必須減少對電網的干擾。鑒于此，本文在研究交流異步電機直接轉矩控制和三相 pwm 整流器的基礎上，基于它們構造了交流調速方案，通過仿真對其進行了研究，本文的主要研究內容如下：(1)討論了pwm整流器的工作原理、數(shù)學模型，介紹了pwm整流器控制

21、系統(tǒng)的設計方法，搭建了仿真模型，完成了相關仿真工作；(2)介紹了異步電機直接轉矩控制的基本原理，建立了異步電機直接轉矩控制數(shù)學模型，給出了直接轉矩控制系統(tǒng)的基本結構，并且搭建了仿真模型，完成了相關仿真工作；(3)介紹了在變頻調速系統(tǒng)參數(shù)設計方法，完成了基于pwm整流器的交流調速系統(tǒng)的設計工作，并通過仿真予以驗證。第一章 三相電壓型pwm整流器的控制與實現(xiàn) 為了研究三相電壓型pwm整流器的直接功率控制，本章開始以pwm整流器主電路的基本原理出發(fā)，逐步討論控制系統(tǒng)設計的原理與方法。 1.1 pwm整流器的主電路結構圖1-1是三相電壓型pwm整流器的主電路拓撲結構，是最基本的pwm整流電路之一，有著

22、廣泛的應用范圍3。其中，ea ,eb,ec表示交流側輸入的三相相電壓；l表示整流器的濾波電感; ia、ib、ic表示三相電流；r表示整流器網側電阻；ua、ub、uc表示整流器側的輸入電壓；c表示直流側的儲能電容；udc表示直流電壓；rl表示直流側的負載；t1，t2，t3，t4，t5，t6 表示理想的開關器件（實際中由igbt和續(xù)流二極管組成） 圖1-1三相電壓型pwm整流器主電路拓撲結構對電路進行適合的pwm控制，在橋的交流輸入端可得正弦pwm脈沖電壓，使得電路工作在整流運行狀態(tài)，從而可以使得各相電流為正弦波且與電壓相位相同，實現(xiàn)單位功率因數(shù)。同樣，電路也可以工作在逆變運行狀態(tài)，通過正弦波pw

23、m 控制，使得三相電流為正弦波且與電壓相位相反，實現(xiàn)單位功率因數(shù)。三相電壓型pwm變流電路的工作情況比較復雜，但是其工作原理與單相 pwm變流器基本相同。因此，論文以單相 pwm 整流為例說明三相電壓型 pwm 變流電路的工作原理。圖1-2所示為以igbt開關管構成的電壓源電流控制型單相并網變流器主電路的原理圖。在圖 1-2 中，u(t)是正弦波電網電壓;udc是pwm整流器直流側輸出電壓;us（t）是交流側輸入電壓，為 pwm 控制方式下的脈沖波，其基波與電網電壓同頻率，幅值和相位可控； i(t)是pwm整流器從交流側輸入電流。ti(i=1,2,3,4)是由全控器件igbt 和續(xù)流二極管組成

24、。對t1t4進行合適的pwm控制，一方面保證udc恒定，另一方面根據(jù)不同運行工況要求，使網側電流i(t)與網側電壓u(t)的相位同相或者反相。脈沖頻率越高，脈沖波us(t)的基波幅值越大，而諧波含量越低，網側電流i(t)波形就越接近正弦波。 圖1-2單相電壓型pwm整流器由圖1-1，可以得到三相電壓型pwm整流器的每一相的等效交流電路，如圖1-3所示 圖1-3單相交流電路濾波電抗器中的電感使輸入電路具有電流源特性，并使整流器具有升壓特性。電流i由電感電壓ul控制，ul是電源電壓e與整流器輸入電壓u的差值(忽略電阻電壓ur )；由于e一定，則i就由u控制；若能控制u的幅值和相位，就能間接控制i的

25、幅值和相位。1.2 三相電壓型pwm整流器的數(shù)學模型pwm整流器的數(shù)學模型是深入分析和研究 pwm整流器的工作機理的重要手段，同時是進行控制系統(tǒng)設計的重要步驟。本節(jié)將建立三種數(shù)學模型：一般電路拓撲在三相靜止坐標系下的數(shù)學模型，兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型，兩相旋轉坐標系下的數(shù)學模型。三相電壓型 pwm 整流器主電路拓撲圖如圖 1-1 所示。為了研究方便，將各 igbt元件等效為理想開關 ti（i=16）。同時假設：（1）電網為理想電壓源，即三相對稱、穩(wěn)定、內阻為零；（2）網側三相濾波電感 l各相相等，且認為是線性的，不考慮飽和；（3）忽略開關器件的導通壓降和開關損耗；（4）直流側負載用電阻lr

26、表示，系統(tǒng)運行于整流狀態(tài)。為了方便描述各開關的通斷狀態(tài)，引入開關函數(shù)概念。定義開關函數(shù)si為： si=1，表示開關閉合，處于導通狀態(tài)0，表示開關斷開，處于截止狀態(tài)（i=a,b,c） 在上述假設的基礎上，由于整流器的每一個橋臂都不能出現(xiàn)直通現(xiàn)象，即t1和t4、t3和t6、t2和t5不能夠同時導通和關斷，因此驅動信號應該互補。這樣，三相pwm整流器開關函數(shù)由六路簡化為三路，表示為當sa、sb、sc。當sa=1 時，表示a橋臂上管導通，下管關斷；當sa =0時，a橋臂上管關斷，下管導通。其他各相與此相同。對于圖1-1中的a相電路而言，根據(jù)基爾霍夫電壓定律， ea-iar-ldiadt=uan+un0

27、 （1-1）當t1導通，t4關斷時， =1,=；當 t4 導通，t1 關斷時，=0；由于，=所以式（1-1）可以改寫為， ea-iar-ldiadt=saudc+un0 （1-2）同理可得b、c兩相的方程， eb-ibr-ldibdt=sbudc+un0 （1-3） ec-icr-ldicdt=scudc+un0 （1-4） 考慮到三相對稱系統(tǒng)，則， ea+eb+ec=0 (1-5) ia+ib+ic =0 (1-6) 聯(lián)立式（1-2）式（1-6），得到， un0 =-udc3i=a,b,csi (1-7）在圖 1-1 中，在該三相pwm整流器的直流節(jié)點處采用基爾霍夫電流定律，可得， =+ (

28、1-8) c=+- (1-9)整理式（1-2）式（1-9），可得到三相 pwm 整流器的簡化數(shù)學模型5， (1-10)從三相pwm整流器在三相靜止坐標系下的數(shù)學模型式(1-10)可以看出，每相輸入電流都是由三個開關函數(shù)共同控制的，整流器是一個互相耦合的多階非線性時變系統(tǒng)。式（1-10）的三相pwm整流器數(shù)學模型是基于三相靜止坐標系的，三相之間互相耦合，分析和控制都比較麻煩，而兩相坐標系中的數(shù)學模型降低了系統(tǒng)的階次，可以簡化系統(tǒng)的分析和控制器的設計。 圖1-4 3s/2s變換坐標圖從三相靜止坐標系(a-b-c)變換到兩相靜止坐標系（），其中，a 軸與軸重合，而軸超前軸90度相角。兩坐標系的位置關

29、系見圖 1-4。從三相靜止坐標系變換到兩相靜止坐標系的變換矩陣為clark變換矩陣6700，如式（1-11），下標3s/2s表示由三相靜止坐標系變換到兩相靜止坐標系。 (1-11)所以， (1-12)對式（1-10）兩邊同時左乘 clark 矩陣，則可以得到三相電壓型 pwm 整流器在兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型5，如式（1-13）， ,其中 (1-13)其中,表示三相 pwm 整流器兩相靜止坐標系下的開關函數(shù)。將兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型進一步轉化為兩相同步旋轉坐標系下的數(shù)學模型。兩相同步旋轉坐標系（dq）以電網電壓基波角頻率在逆時針旋轉，q軸與軸夾角為 ，坐標系()與坐標系（dq）的位置關系

30、如圖1-5所示。由兩相靜止坐標系轉化到兩相旋轉坐標系的變換矩陣如式（1-14）600。 = (1-14)下標 2s/2r 表示由兩相靜止坐標系轉化到兩相旋轉坐標系下，所以， = (1-15) 圖1-5 2s/2r變換坐標圖對式（1-13）兩邊同時左乘以式（1-14），就可以得到三相電壓型 pwm 整流器在兩相旋轉坐標系下的數(shù)學模型5，如式（1-16）。 ,其中= （1-16）其中, 表示三相pwm整流器在兩相同步旋轉坐標系下的開關函數(shù)。根據(jù)式（1-16）可以畫出三相電壓型pwm整流器在兩相同步旋轉坐標系下的數(shù)學模型結構，如圖1-6所示。 圖1-6兩相同步旋轉坐標系下pwm整流器數(shù)學模型 1.3

31、 pwm 整流器的直接功率控制在三相pwm整流器中，可以直接對功率進行觀測，與給定值比較后選擇適當?shù)目臻g電壓矢量，實現(xiàn)對功率的直接控制。三相 pwm 整流器的直接功率控制具有響應速度快，控制結構簡單等特點。傳統(tǒng)理論中的有功功率、無功功率等都是在平均值基礎上或向量的意義上定義的，它們只適用于電壓、電流均為正弦波的情況。1983年 akgaih 率先提出了三相電路瞬時功率理論，它是以定義瞬時無功功率q、瞬時有功功率p等瞬時量為基礎的。 (1)三相靜止坐標系下的瞬時功率如圖1-7所示，令瞬時相電壓、相電流在三相靜止坐標系(a、b、c)下各軸分量為： , (1-17)e 和i之間的夾角為。圖1-7 a

32、bc/dp坐標系下電壓和電流矢量根據(jù)瞬時功率的定義，定義瞬時有功功率p為u、i的標量積，瞬時無功功率q為u、i的矢量積，則瞬時功率可以表示為： (1-18)（2）兩相靜止坐標系下的瞬時功率在圖1-7中，三相相電壓和相電流通過clark變換（等幅值）轉化為兩相靜止坐標系下的瞬時量 ,和,，則在兩相靜止坐標系下瞬時功率可以表示為： （1-19）（3）兩相同步旋轉坐標系下的瞬時功率在圖1-7中，兩相靜止坐標系下的瞬時量 ,和,通過坐標變換可以轉化為同步旋轉坐標系下的瞬時量 ,和,，則在兩相同步旋轉坐標系下瞬時功率可以表示為： （1-20）設電壓矢量e和d軸重合，則=0。所以兩相同步旋轉坐標系下的瞬時

33、功率為： （1-21）設電網電壓矢量與同步旋轉坐標系的d軸重合，且d軸初始位置與a軸重合。由于電網電壓恒定，所以電網電壓矢量在d軸上的投影為一常數(shù)。式（1-21）表明，控制就能實現(xiàn)對p的控制，且增加時p增加；控制就能實現(xiàn)對q的控制，且增加時q減小。這就是開關狀態(tài)的選擇依據(jù)。 為電網電壓的有效值，則恒幅值變換后，可以得到： (1-22）d軸與電網電壓矢量重合，而設q軸初始位置與a軸重合，則由三相靜止坐標系直接轉化到同步旋轉坐標系的變換矩陣（等幅值）為,下標3s/2r表示由三相靜止坐標系轉化到兩相旋轉坐標系。 = （1-23）以圖1-3三相pwm整流的單相交流電路為例，忽略電阻壓降，則， =l=e

34、-u (1-24）在三相系統(tǒng)中，=0，有如下關系： （1-25）由式（1-25）可知，瞬時電流量,能被pwm整流器交流側控制電壓,控制因為,正比于有功功率和無功功率，所以有功功率和無功功率也能通過,控制。當電網三相電壓對稱時，和為有功功率參考值和無功功率參考值，則 (1-26) 由上式得出:在一定的電網電壓下，通過設定有功功率和無功功率，就有確定的三相電流狀態(tài)，即控制有功功率和無功功率兩個量可以實現(xiàn)三相pwm整流器的控制。圖 1-8 是直接功率控制的系統(tǒng)圖，忽略網側電阻。當整流為單位功率因數(shù)時，則=0。定義 ,p = p ,q = q。若 p0，則期望開關動作能使瞬時有功功率增加；反之，若p0

35、，則期望開關動作能使瞬時無功功率增加；反之，若q0，則期望開關動作能使瞬時無功功率減小。定義 =, （1-27）式中，、為有功和無功功率滯環(huán)比較的結果； 圖1-8直接功率控制系統(tǒng) 第二章 異步電機的直接轉矩控制 本章在闡述異步電機的數(shù)學模型和直接轉矩控制基本原理基礎0上，從磁鏈控制原理和轉矩控制原理兩個方面對異步電機的直接轉矩控制進行了深入的分析研究，并且通過matlab/simulink仿真驗證直接轉矩控制的控制效果。 2.1 異步電機的直接轉矩控制的基本原理 異步電機是一個多變量、高階、強耦合的非線性系統(tǒng)，為了便于對電機進行分析和研究，有必要對實際電機進行如下假設，抽象出電機模型。（1）電

36、機三相定子繞組和轉子繞組在空間均勻對稱分布，即在空間互120電角度，所產生的磁動勢沿氣隙圓周按正弦分布，忽略空間諧波；（2）各相繞組的自感和互感都是恒定的，即忽略磁路飽和的影響；（3）忽略鐵心耗損；（4）不考慮頻率和溫度變化對電阻的影響。 本論文就是在上述假設條件下，對異步電機的數(shù)學模型進行分析和推導。在異步電機的直接轉矩控制系統(tǒng)中，我們采用空間矢量的分析方法，來使問題簡單化，圖2-1是異步電機的空間矢量等效電路。圖2-1 異步電動機的空間矢量等效電路圖該等效電路是在正交定子坐標系即坐標系上描述異步電機的。圖中各量的意義如下：表示定子電壓空間矢量；表示定子電流空間矢量；表示轉子電流空間矢量；表

37、示定子磁鏈空間矢量；表示轉子磁鏈空間矢量；表示轉子電角速度(機械角速度和極對數(shù)的積)；并且規(guī)定將旋轉空間矢量在軸上的投影稱為分量，將旋轉空間矢量在軸上的投影稱為分量，如圖2-2 所示。根據(jù)圖 2-1，可以得到異步電機在定子坐標系下的電壓方程， =+ (2-1)0=-+j (2-2) 圖2-2空間矢量分量的定義定子磁鏈和轉子磁鏈的矢量方程為， = (2-3) - (2-4)定子旋轉磁場提供的功率為，p=re= (2-5)式中，為定子頻率（定子旋轉磁場的頻率），為極對數(shù)。又因為， = (2-6)所以由式（2-6）可以得到， (2-7)把式(2-7)代入式(2-5)可以求出電磁轉矩， （2-8）如果

38、用轉子磁鏈代替定子電流，電磁轉矩方程將變?yōu)楹喢鞯男问?。?(2-9）和式（2-3），式（2-4）可得， （2-10）該公式表達的是定子磁鏈和轉子磁鏈之間的交叉乘積，所以也可以寫成如下形式， | | |sin （2-11）式中， 為定子磁鏈和轉子磁鏈之間的夾角，即磁通角。在異步電機的實際運行中，一般是保持定子磁鏈的幅值為額定值，以便充分利用電機，而轉子磁鏈由負載決定。由式(2-11)可見，如果想改變異步電機的轉矩，可以通過改變磁通角來實現(xiàn)。在交流電機的變頻調速系統(tǒng)中，逆變器是一個重要的部件，對電機的控制主要是通過對逆變器的控制來實現(xiàn)的，直接轉矩控制采用的是電壓型逆變器，圖2-3為三相電壓型逆變器

39、給異步電機供電的示意圖，o點為電源的中性點，n為異步電機的中點，用開關來簡化功率器件的開關管。圖2-3 電壓型逆變器示意圖一個三相電壓型逆變器由三個橋臂組成。由于在同一個橋臂上兩個開關不能同時接通和關斷，他們之間互為反向，即一個接通，另一個斷開，所以三個橋臂開關有=8種可能的開關組合。根據(jù)圖 2-3 的電壓型逆變器示意圖，可得式(2-12)， （2-12） 式中,表示電機輸入的相電壓。由于假設電機三相定子繞組和轉子繞組在空間均勻對稱分布，可以得到 由式（2-12）可以得到， （2-13）代式（2-13）入式（2-12），得， (2-14)根據(jù)圖2-3得到， (2-15) , （2-16）在圖

40、2-3 中，電機的三相繞組接成星形，在恒幅值變換的原則下，其輸出電壓空間矢量的表示式為， (2-17)由式(2-16)和(2-17)可以看出，此時電壓空間矢量只是與三個橋臂的開關矢量和直流母線電壓有關，在直流母線電壓不變的情況下，電壓空間矢量是開關矢量的函數(shù)。將的8種開關狀態(tài)對應的代入式(2-17)中，可以得到電壓型逆變器的8個基本輸出矢量u0u7，其定義見表2-1，其中u0和u7是零矢量，u1u6稱為非零矢量，這6個非零矢量均勻分布在坐標平面上，各個矢量相差，幅值為, 這些電壓矢量的空間分布圖，如圖2-4 所示。例如，對于u2即，代入式（2-16）得， （2-18） 表2-1 8種基本輸出表

41、狀態(tài)01234567sa01100011sb00111001sc00001111 圖2-4三相電壓逆變器的電壓空間矢量代式（2-17）得， (2-19) 對照圖 2-4 可知，u2（110）超前軸60度。依次計算各開關矢量的電壓空間矢量，就可以得到圖 2-4。 2.2 直接轉矩控制控制系統(tǒng)圖2-5是直接轉矩控制系統(tǒng)的基本結構框圖，該圖所示的結構就能實現(xiàn)異步電機的直接轉矩控制。由圖2-5可知，直接轉矩控制系統(tǒng)由以下幾個部分組成：（1）轉速調節(jié) 轉速調節(jié)采用 pi 調節(jié)器，進行轉速控制。轉速調節(jié)器的輸出作為轉矩給定值來應用；（2）磁鏈和轉矩估計以及磁鏈扇區(qū)計算 根據(jù)異步電機的數(shù)學模型估計出電機的轉

42、矩和磁鏈，并根據(jù)估計出來的磁鏈計算出磁鏈所在的扇區(qū)，為選擇電壓矢量開關信號提供扇區(qū)信息；（3）轉矩滯環(huán) 對轉矩進行兩點式調節(jié)，把轉矩限制在一定的容差內，實現(xiàn)高動態(tài)性能的轉矩直接控制；（4）磁鏈滯環(huán) 調節(jié)磁鏈幅值，防止定子磁鏈減小到給定值以下，并且產生磁鏈控制信號；圖2-5直接轉矩控制系統(tǒng)的基本框圖（5）電壓矢量開關信號選擇 開關信號選擇單元綜合來自磁鏈調節(jié)環(huán)節(jié)、轉矩調節(jié)環(huán)節(jié)以及磁鏈所在扇區(qū)的三種開關信號，形成正確的電壓開關信號，以實現(xiàn)對電壓矢量的正確選擇；（6）逆變器 在電壓開關狀態(tài)的控制下電壓型逆變器把直流母線電壓逆變成三相交流電壓送給異步電機；（7）光電編碼器 光電編碼器是用來測量異步電機

43、的轉速信號，通過光電編碼器構成電機的速度閉環(huán)控制；（8）坐標變換 將檢測到的異步電動機的三相定子電壓、電流變換為一個二維的矢量。磁鏈控制的目的就是根據(jù)估算出的磁鏈判斷磁鏈運動軌跡的位置，也就是磁鏈所在的扇區(qū)，且給出能夠反映磁鏈正確變化的磁鏈開關信號，來選擇相應的電壓空間矢量，控制磁鏈基本按照圓形軌跡旋轉。根據(jù)圖 2-1 和式（2-1），可以得到， (2-20）為了簡化分析，可以忽略定子電阻的影響，則式（2-20）可以轉化為 （2-21）由(2-21)式可知定子磁鏈變化的方向和當前工作的定子電壓方向一致，以最簡單的六步方式運行時，u1(100)-u2(110)-u3(010)-u4(011)-u

44、5(001)-u6(101)-u1(100)循環(huán)一周后，將形成六邊形磁鏈。正六邊形磁鏈對逆變器開關頻率要求低，開關損耗小，但電流諧波和轉矩脈動大，而當旋轉磁鏈為圓形時，電流諧波和轉矩脈動能大大減小。因此，應盡可能得到圓形定子磁鏈。為得到圓形定子磁鏈，可以把整個圓周分成六個扇區(qū)，其基本控制思路是給定一個磁通圓環(huán)形誤差帶，通過不斷選取合適的電壓矢量ui，強迫磁鏈的端點不超出環(huán)形誤差帶，于是就控制了定子磁鏈的幅值，通過選擇零電壓矢量使磁鏈停滯，就可以控制定子磁鏈的平均旋轉速度。（1）磁鏈滯環(huán)控制在磁鏈控制時，采用滯環(huán)比較的方式，即設 （2-22） 式中，表示定子磁鏈滯環(huán)比較的結果，= 1表示應當使定

45、子磁鏈增大，表示應當使定子磁鏈減??；表示定子磁鏈的大??；表示定子磁鏈給定值的大??；表示滯環(huán)比較式的環(huán)寬。（2）磁鏈觀測模型磁鏈觀測的方式有ui模型，in模型和uin模型。ui模型就是用定子電壓和定子電流來確定定子磁鏈的方法，這種方法簡單，只需要知道定子電阻，在高速時有著良好的運行效果，但在低速時會引起很大的誤差，導致控制系統(tǒng)的不穩(wěn)定。in模型就是用定子電流和電機轉速來估計定子磁鏈，這種方法在低速時有著良好的性能，但是該方法需要知道電機轉子參數(shù)。uin模型綜合了上述兩種定子磁鏈觀測模型的特點，在高速度時采用ui模型為主導，in模型為輔，而在低速度時采用in模型為主導，ui模型為輔，但是這種模型算

46、法復雜，難以實現(xiàn)。本文采用ui模型，這種模型簡單可靠，并且應用廣泛。根據(jù)式（2-20）可知， (2-23） 式（2-23）即為磁鏈觀測的ui模型。將分別投影到軸、軸，可以得到 （2-24） （2-25） 式（2-24）、式（2-25）即為磁鏈觀測ui模型的另一種表示方式。異步電動機轉矩的大小不僅與定子磁鏈幅值、轉子磁鏈幅值有關，還和它們的夾角有關，夾角從0度到90度變化時，電磁轉矩從零變化到最大值。在直接轉矩控制中，一般保持定子磁鏈幅值為額定值，以充分利用電動機鐵心，通過空間電壓矢量的選擇來控制定子磁鏈的旋轉速度，以改變定子磁鏈的平均旋轉速度的大小，從而改變轉差也即磁通角的大小來控制電動機的轉

47、矩。若要增大電磁轉矩，就加載有效空間電壓矢量，使電壓的幅值足夠，定子磁鏈的轉速就會大于轉子磁鏈，磁通角增大，從而使轉矩增加。若要減小電磁轉矩，則加載零電壓矢量，定子磁鏈就會停止轉動，磁通角減小，從而使轉矩減小。通過轉矩兩點式調節(jié)來控制空間電壓矢量的工作狀態(tài)和零狀態(tài)的交替出現(xiàn)，就能控制定子磁鏈空間矢量的平均角速度的大小，通過這樣的瞬態(tài)調節(jié)就能獲得高動態(tài)性能的轉矩特性。（1）轉矩滯環(huán)控制在轉矩控制時采用滯環(huán)控制的方式，即設 （2-24） 式中，表示轉矩滯環(huán)比較的結果，表示應當使轉矩增大，表示保持轉矩原來的變化趨勢不變，表示應當使轉矩減小；表示電磁轉矩；表示電磁轉矩給定，由轉速調節(jié)得到；表示轉矩滯環(huán)比較的環(huán)寬。（2）轉矩估算圖 2-5 所示的直接轉矩控制系統(tǒng)中，通過坐標變換（clark 變換）將電機側的三相相電壓和相電流轉化為兩相靜止坐標系下的分量,和,。由式（2-24）、式（2-25）可以得到定子磁鏈在軸、軸的投影、，則由式（2-8）就可以得到電磁轉矩的估算值。 如圖2-6所示，將兩相靜止坐標系可以分為六個區(qū)間，定義第i區(qū)間為-30,30,第ii區(qū)間為30,90，第iii區(qū)間為90,150， 第iv區(qū)間為150,180 &-180,-150，第v區(qū)間為-150,-90,第vi區(qū)間為-90,-30。根據(jù)、的大小，可以