不同抗多徑技術(shù)的原理與比較

1、不同抗多徑技術(shù)的原理和比較 目錄一無線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對(duì)傳輸性能的影響21.1 無線通信中的多徑傳播21.2無線通信中的多徑效應(yīng)對(duì)通信系統(tǒng)影響21.3目前抗多徑效應(yīng)的技術(shù)及研究現(xiàn)狀3二、單載波頻域均衡42.1單載波頻域均衡（SC-FDE）系統(tǒng)模型42.2單載波頻域均衡(SCFDE)技術(shù)原理52.2.1 信號(hào)模型52.5單載波頻域均衡matlab仿真結(jié)果輸出9三單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻93.1直接序列擴(kuò)頻（DSSS）的概念103.2直接序列擴(kuò)頻的基本原理與理論依據(jù)103.3 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)模型113.4直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的matlab仿真113.4.1直接擴(kuò)頻matlab仿真組成框圖113

2、.4.2直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的matlab仿真結(jié)果輸出13三、多載波傳輸OFDM技術(shù)143.1 OFDM原理143.2 OFDM系統(tǒng)模型153.3 OFDM的系統(tǒng)建模與matlab仿真163.3.1 參數(shù)設(shè)置163.3.2仿真結(jié)果輸出17四三種抗多徑技術(shù)的仿真結(jié)果比較204.2單載波頻域均衡與OFDM比較20五參考文獻(xiàn)24不同抗多徑技術(shù)的原理和比較綦曉偉 13120114 研1302班一無線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對(duì)傳輸性能的影響1.1 無線通信中的多徑傳播多徑效應(yīng)（multipath effect）：無線傳輸信道中的多徑傳輸現(xiàn)象所引起的干涉延時(shí)效應(yīng)。在實(shí)際的無線電波傳播信道中（包括所有波段），常

3、有許多時(shí)延不同的傳輸路徑。各條傳播路徑會(huì)隨時(shí)間變化，參與干涉的各分量場(chǎng)之間的相互關(guān)系也就隨時(shí)間而變化，由此引起合成波場(chǎng)的隨機(jī)變化，從而形成總的接收?qǐng)龅乃ヂ洹Ｒ虼?，多徑效?yīng)是衰落的重要成因。多徑效應(yīng)對(duì)于數(shù)字通信、雷達(dá)最佳檢測(cè)等都有著十分嚴(yán)重的影響。1.2無線通信中的多徑效應(yīng)對(duì)通信系統(tǒng)影響多徑效應(yīng)移動(dòng)體(如汽車)往來于建筑群與障礙物之間，其接收信號(hào)的強(qiáng)度，將由各直射波和反射波疊加合成。多徑效應(yīng)會(huì)引起信號(hào)衰落。各條路徑的電長(zhǎng)度會(huì)隨時(shí)間而變化，故到達(dá)接收點(diǎn)的各分量場(chǎng)之間的相位關(guān)系也是隨時(shí)間而變化的。這些分量場(chǎng)的隨機(jī)干涉，形成總的接收?qǐng)龅乃ヂ洹８鞣至恐g的相位關(guān)系對(duì)不同的頻率是不同的。因此，它們的干涉效

4、果也因頻率而異，這種特性稱為頻率選擇性。在寬帶信號(hào)傳輸中，頻率選擇性可能表現(xiàn)明顯，形成交調(diào)。與此相應(yīng)，由于不同路徑有不同時(shí)延，同一時(shí)刻發(fā)出的信號(hào)因分別沿著不同路徑而在接收點(diǎn)前后散開，而窄脈沖信號(hào)則前后重疊。多徑會(huì)導(dǎo)致信號(hào)的衰落和相移。1、瑞利衰落就是一種沖激響應(yīng)幅度服從瑞利分布的多徑信道的統(tǒng)計(jì)學(xué)模型。如果各條路徑傳輸時(shí)延差別不大，而傳輸波形的頻譜較窄（數(shù)字信號(hào)傳輸速率較低），則信道對(duì)信號(hào)傳輸頻帶內(nèi)各頻率分量強(qiáng)度和相位的影響基本相同。此時(shí)，接收點(diǎn)的合成信號(hào)只有強(qiáng)度的隨機(jī)變化，而波形失真很小。這種衰落稱為一致性衰落，或稱平坦型衰落。如果發(fā)送端發(fā)射一個(gè)余弦波Acosw，接收端接收到的一致性衰落信號(hào)是

5、一個(gè)具有隨機(jī)振幅和隨機(jī)相位的調(diào)幅調(diào)相波，從頻域來看，由單一頻率變成了一個(gè)窄帶頻譜，這叫頻率彌散?？梢娝ヂ湫盘?hào)實(shí)際上成為一個(gè)窄帶隨機(jī)過程，它的包絡(luò)的一維統(tǒng)計(jì)特性服從瑞利分布，所以通常又稱為瑞利衰落。2、頻率選擇性衰落 如果各條路徑傳輸時(shí)延差別較大，傳輸波形的頻譜較寬（或數(shù)字信號(hào)傳輸速率較高），則信道對(duì)傳輸信號(hào)中不同頻率分量強(qiáng)度和相位的影響各不相同。此時(shí)，接收點(diǎn)合成信號(hào)不僅強(qiáng)度不穩(wěn)定而且產(chǎn)生波形失真，數(shù)字信號(hào)在時(shí)間上有所展寬，這就可能千萬前后碼元的波形重疊，出現(xiàn)碼間（符號(hào)間）干擾。這種衰落稱為頻率選擇性衰落，有時(shí)也簡(jiǎn)稱選擇性衰落。1.3目前抗多徑效應(yīng)的技術(shù)及研究現(xiàn)狀信道均衡、正交頻分復(fù)用（OFDM

6、）和Rake接收機(jī)都能用于對(duì)抗由多徑產(chǎn)生的干擾。信道均衡技術(shù)是補(bǔ)償或消除 ISI 的有效方法。最大似然序列估計(jì)（MLSE,maximum likelihood sequence estimation）可以完全利用信號(hào)的多徑分量，被認(rèn)為是一種最佳檢測(cè)器，但是其計(jì)算復(fù)雜度以LM 數(shù)量級(jí)呈指數(shù)增長(zhǎng)，其中 M 為信號(hào)的調(diào)制星座點(diǎn)數(shù)，L 為信道沖激響應(yīng)（CIR， channel impulse response）的長(zhǎng)度，很難應(yīng)用于實(shí)際系統(tǒng)，因此出現(xiàn)了很多簡(jiǎn)化的算法以及次優(yōu)均衡器，比如單載波時(shí)頻域均衡、判決反饋均衡（DFE， decision feedback equalization）、自適應(yīng)均衡、盲均

7、衡以及與編碼相結(jié)合的復(fù)合式均衡器。均衡器可以消除 ISI，避免了匹配濾波器（MF， match filter）在多徑衰落信道下的誤碼率平臺(tái)效應(yīng)。但是，一般的次優(yōu)均衡器均無法有效獲得多徑分集增益，不能積極地利用多徑傳輸?shù)男盘?hào)能量來改善系統(tǒng)的性能。RAKE 接收技術(shù)是一種積極利用多徑效應(yīng)的技術(shù)，當(dāng)多徑傳輸信號(hào)分量的可分性較好、非直達(dá)多徑信號(hào)能量占的比重較大時(shí)，它可利用多徑分集傳輸效應(yīng)使系統(tǒng)性能得到顯著改善，已廣泛地應(yīng)用于擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中【1】。正交頻分復(fù)用（OFDM， orthogonal frequency domain multiplexing）和單載波頻域均衡（SC-FDE， single c

8、arrier frequency domain equalization）【2】是在多徑信道中實(shí)現(xiàn)高速信息傳輸?shù)膬煞N非常重要的關(guān)鍵技術(shù)，二者在高速數(shù)據(jù)傳輸條件下都可以達(dá)到良好的抗信道衰落性能，顯著改善系統(tǒng)性能，已在許多場(chǎng)合中得到成功應(yīng)用。特別是 OFDM 技術(shù)，甚至被認(rèn)為是在下一代寬帶無線通信系統(tǒng)中一種不可替代的關(guān)鍵技術(shù)，還將在非常廣泛的場(chǎng)合發(fā)揮重要作用。當(dāng)然，實(shí)際上是否真的不可替代，還是值得研究的，至少它還是存在某些不足，需要根據(jù)具體應(yīng)用條件進(jìn)行改進(jìn)的。多輸入多輸出（MIMO， multi-input multi-output）技術(shù)能有效利用多徑衰落效應(yīng)大幅度提高頻帶效率。MIMO 系統(tǒng)基于

9、多個(gè)發(fā)射天線和多個(gè)接收天線進(jìn)行傳輸，再結(jié)合 OFDM 技術(shù)和空時(shí)編碼或空頻編碼技術(shù)，有可能獲得空間分集、時(shí)間分集、空分復(fù)用和頻分復(fù)用等效益，與傳統(tǒng)的單天線系統(tǒng)相比信道容量成倍增加，可使寬帶無線系統(tǒng)的頻帶效率提高到40bps/Hz，甚至80bps/Hz?！?】寬帶無線通信可實(shí)現(xiàn)通信網(wǎng)絡(luò)的“無縫”連接然而在寬帶無線通信系統(tǒng)中由多徑傳輸引起的頻率選擇性衰落會(huì)嚴(yán)重影響通信的可靠性。在2003年4月提出的IEEE 80216a標(biāo)準(zhǔn)中，規(guī)定了正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)和單載波頻域均衡(SCFDE)系統(tǒng)兩種克服多徑衰落的傳輸模式?；贔FMFFT實(shí)現(xiàn)的正交頻分復(fù)用(0FDM)技術(shù)是一種特殊的多載波調(diào)制方式

10、，它可以有效地克服載波干擾和碼間于擾。但是0FDM技術(shù)對(duì)定時(shí)誤差、載頻同步比較敏感，而且峰均比(PAPR，Peak to Average Power Ratio)較大。而基于OFDM系統(tǒng)信號(hào)處理方式的單載波頻域均衡(SCFDE)系統(tǒng)方案有效得結(jié)合了OFDM和單載波傳輸?shù)膬?yōu)點(diǎn)。與OFDM系統(tǒng)相比克服了峰均比和對(duì)相位曝聲的敏感性；與單載波系統(tǒng)相比，對(duì)抗多徑的能力得到了增強(qiáng)而均衡器復(fù)雜度則大大降低了。二、單載波頻域均衡2.1單載波頻域均衡（SC-FDE）系統(tǒng)模型圖2.1(a)給出了SCFDE系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。其中相當(dāng)于將OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端IFFT處理模塊移至接收端。圖2-1（a）單載波頻域均衡（SC-

11、FDE）系統(tǒng)框圖在發(fā)射端，信源產(chǎn)生的比特流經(jīng)過調(diào)制得到符號(hào)序列后，首先經(jīng)過分塊操作成長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊，其中 （1）將每個(gè)快的最后個(gè)符號(hào)拷貝到塊首作為循環(huán)前綴，得到長(zhǎng)度為的數(shù)據(jù)塊，構(gòu)成發(fā)射符號(hào)序列，通過多徑衰落信道和噪聲方差的AWGN信道到達(dá)接收端。 在接收端，接收到的信號(hào)分成長(zhǎng)度為的數(shù)據(jù)塊，其中。然后對(duì)每個(gè)酷愛進(jìn)行刪除循環(huán)前綴的操作，得到。使用點(diǎn)FFT將信號(hào)變換到頻域中，得到頻域序列。在頻域經(jīng)過均衡處理后的序列，再通過點(diǎn)IFFT操作變換回時(shí)域序列，在時(shí)域進(jìn)行判決，得到重建的數(shù)據(jù)符號(hào)。2.2單載波頻域均衡(SCFDE)技術(shù)原理2.2.1 信號(hào)模型設(shè)第個(gè)數(shù)據(jù)矢量為： （2）添加CP后，得到維矢量

12、（3）上式中維矩陣表示添加循環(huán)前綴操作，其中。表示維零矩陣，表示維單位陣。 多徑衰落信道沖激響應(yīng)用長(zhǎng)度為L(zhǎng)的矢量表示，其作用為線性卷積，如下式所描述 （4）令表示第個(gè)接收數(shù)據(jù)塊矢量，表示噪聲矢量，則經(jīng)過信道后有其中：是維的下三角矩陣。是維的上三角矩陣。表示由前一個(gè)數(shù)據(jù)塊多徑延遲的效果疊加到當(dāng)前塊而產(chǎn)生的塊間干擾（IBI）。令維矢量表示刪除CP后的第格數(shù)據(jù)塊，即 （5）上式中維矩陣表示刪除CP操作，。當(dāng)時(shí)，有，也就是消除了IBI，這樣上式可以改寫為 ；其中是為循環(huán)矩陣，具有如下的形式：可知，當(dāng)發(fā)射端采用分塊傳輸和添加CP的操作時(shí)，多經(jīng)信道的線性卷及效果等于圓周卷積，這樣在接收端刪除CP后，信道傳

13、輸矩陣成為循環(huán)矩陣。根據(jù)矩陣?yán)碚撝R(shí)，循環(huán)矩陣可以被Fourier變換矩陣對(duì)角化，即 （6）其中F為FFT變換矩陣，其第個(gè)元素為，為IFFT變換矩陣，其第個(gè)元素為，為對(duì)角陣，其中是信道沖激響應(yīng)矢量的N點(diǎn)FFT的第系數(shù)。 刪除CP后的數(shù)據(jù)塊進(jìn)行N點(diǎn)FFT操作及相當(dāng)于（6）式兩端左乘F，有 （7）其中為FFT模塊輸出的第個(gè)維矢量，將（4），（5）式代入（6）式有， （8）令 （9）為第個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)矢量經(jīng)過N點(diǎn)FFT變換后得到的維頻域矢量。 （10）為噪聲矢量的N點(diǎn)FFT變換后得到的維頻域矢量，（8）式可以改寫為 （11）（11）式可以用圖2.2.1(a)描述如下。圖2.2.1(a) SC-FDE接收

14、端頻域并行處理模型可以看到，多徑頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)化為頻域的N個(gè)并行子信道，每個(gè)子信道僅由包括一個(gè)乘性抽頭系數(shù)和一個(gè)加性白噪聲?？梢允褂煤?jiǎn)單的N階頻域線性均衡器來實(shí)現(xiàn)均衡操作，包括迫零均衡器和MMSE均衡器，這些將在下一小節(jié)中詳細(xì)描述。除了簡(jiǎn)單的線性均衡外，也可以采用更復(fù)雜的判決反饋均衡來實(shí)現(xiàn)頻域均衡。可以采用簡(jiǎn)單的前向線性均衡器對(duì)經(jīng)過FFT變換和刪除CP后的頻域接收矢量進(jìn)行均衡，可以用下式表示： （12）其中為均衡器系數(shù)矢量。迫零均衡器： （13）MMSE均衡器：設(shè)噪聲方差為令，有 （14）其中令，得到MMSE均衡器： 2.5單載波頻域均衡matlab仿真結(jié)果輸出 圖2.5（a）單載波頻域

15、均衡matlab仿真結(jié)果輸出從圖2.5（a）單載波頻域均衡matlab仿真結(jié)果輸出 可以看出，在同等信噪比情況下經(jīng)過頻域均衡后單載波的誤碼率有了有效的降低，得意實(shí)現(xiàn)了抗多徑衰落的功能。三單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻 在多徑信道中, 多徑傳播導(dǎo)致時(shí)間彌散性, 從而引發(fā)了符號(hào)間干擾, 產(chǎn)生頻率選擇性衰落, 這成為制約高速率數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊粋€(gè)重要因素。為減少上述因素的影響, 一些基于直接序列擴(kuò)頻碼分多址和正交頻分復(fù)用的技術(shù)引起越來越多的關(guān)注, 其中包括基于循環(huán)前綴的單載波碼分多址技術(shù)(CP/ CDMA) ?；谘h(huán)前綴的單載波碼分多址技術(shù)( CP/ CDMA) ,是一種分塊傳輸系統(tǒng), 他結(jié)合了正交頻分復(fù)用(

16、OFDM) 中的循環(huán)前綴和頻域均衡的思想, 同時(shí)保留了單載波系統(tǒng)的發(fā)射端復(fù)雜度低的優(yōu)點(diǎn)。循環(huán)前綴有效地去除了塊間干擾( IBI) , 同時(shí)將傳輸信號(hào)和無線信道的線性卷積變成循環(huán)卷積, 從而可以使用有限抽頭的傅里葉變換( FFT ) 在頻域均衡來消除塊內(nèi)的符號(hào)間干擾( ISI) 。3.1直接序列擴(kuò)頻（DSSS）的概念所謂直接序列(DS：Direct Sequence)擴(kuò)頻，就是直接用具有高碼率的擴(kuò)頻碼序列在發(fā)送端去擴(kuò)展信號(hào)的頻譜。而在接收端，用相同的擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行解擴(kuò)，把展寬的擴(kuò)頻信號(hào)還原成原始的信息。3.2直接序列擴(kuò)頻的基本原理與理論依據(jù)直接序列擴(kuò)頻的原理是，在發(fā)射端把有用信號(hào)與偽隨機(jī)序列相

17、乘(或者模二加)，使信號(hào)的頻譜展寬到一個(gè)很寬的范圍，然后用擴(kuò)展后的序列去調(diào)制載波。在接收端，把接收到的信號(hào)用相同的偽隨機(jī)序列相乘，有用信號(hào)與偽隨機(jī)碼相關(guān)，相乘后恢復(fù)為擴(kuò)頻前的信號(hào)。直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的組成原理框圖如圖2-1所示。由圖3-2可知，輸入的數(shù)據(jù)信息為d(t)(設(shè)基帶帶寬為B1)，由偽隨機(jī)編碼(如m序列)調(diào)制成基帶帶寬為B2的寬帶信號(hào)，由于擴(kuò)頻信號(hào)帶寬大于數(shù)據(jù)信號(hào)帶寬，所以信號(hào)擴(kuò)展的帶寬由偽隨機(jī)碼控制，而與數(shù)據(jù)信號(hào)無關(guān)。經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的信號(hào)再經(jīng)射頻調(diào)制后即可發(fā)送。圖3-2直擴(kuò)系統(tǒng)的原理框圖接收端收到發(fā)送來的信號(hào)，經(jīng)混頻得到中頻信號(hào)后，首先通過同步電路捕捉并跟蹤發(fā)端偽碼的準(zhǔn)確相位，由此產(chǎn)生與發(fā)

18、端偽碼相位完全一致的偽隨機(jī)碼作為擴(kuò)頻解擴(kuò)的本地?cái)U(kuò)頻碼，再與中頻信號(hào)進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，恢復(fù)出擴(kuò)頻前的窄帶信號(hào)，而在解擴(kuò)處理中，干擾和噪聲與偽隨機(jī)碼不相關(guān)故被擴(kuò)展，通過濾波使之受到抑制，這樣就可在較高的解擴(kuò)輸出信噪比條件下進(jìn)行信息解調(diào)解碼，最終獲得信息數(shù)據(jù)。3.3 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)模型直接序列擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)（Direct Sequece Spread Spectrum Communication Systems，DS-SS），通常簡(jiǎn)稱為直接序列系統(tǒng)或直擴(kuò)系統(tǒng)，是用待傳輸?shù)男畔⑿盘?hào)與高速率的偽隨機(jī)碼波形相乘后，去直接控制射頻信號(hào)的某個(gè)參量，來擴(kuò)展傳輸信號(hào)的帶寬。用于頻譜擴(kuò)展的偽隨機(jī)序列稱為擴(kuò)頻碼序列。直接

19、序列擴(kuò)展頻譜通信系統(tǒng)的簡(jiǎn)化方框圖參見圖1-5。在直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中，通常對(duì)載波進(jìn)行相移鍵控（Phase Shift Keying，PSK）調(diào)制。為了節(jié)約發(fā)射功率和提高發(fā)射機(jī)的工作效率，擴(kuò)頻通信系統(tǒng)常采用平衡調(diào)制器。抑制載波的平衡調(diào)制對(duì)提高擴(kuò)頻信號(hào)的抗偵破能力也有利。在發(fā)信機(jī)端，待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信號(hào)與偽隨機(jī)碼(擴(kuò)頻碼)波形相乘(或與偽隨機(jī)碼序列模2加)，形成的復(fù)合碼對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制，然后由天線發(fā)射出去。在收信機(jī)端，要產(chǎn)生一個(gè)和發(fā)信機(jī)中的偽隨機(jī)碼同步的本地參考偽隨機(jī)碼，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理，這一相關(guān)處理過程通常常稱為解擴(kuò)。解擴(kuò)后的信號(hào)送到解調(diào)器解調(diào)，恢復(fù)出傳送的信息。 時(shí)鐘源 乘法器 調(diào)制器 發(fā)射

20、機(jī) 載波 發(fā)生器 偽碼 發(fā)生器 混頻器 本地 振蕩器 時(shí)鐘源偽碼 發(fā)生器 調(diào)制器 解調(diào)器 中頻 濾波器數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)(a)(b)圖3-3 直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)簡(jiǎn)化圖(a) 發(fā)射系統(tǒng)；(b) 接收系統(tǒng)圖3-3為直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的簡(jiǎn)化圖 其中（a）(b)分別為通信系統(tǒng)的發(fā)射系統(tǒng)與接收系統(tǒng)的模塊圖3.4直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的matlab仿真3.4.1直接擴(kuò)頻matlab仿真組成框圖直接序列擴(kuò)頻的matlab仿真組成框圖如圖3-4-1所示。模2運(yùn)算模2運(yùn)算m序列m序列信碼判決電路信碼高斯信道干擾圖3-4-1（a） 直接擴(kuò)頻仿真組成框圖由圖3-4-1（a）可以看出，在發(fā)送端，信碼為m(t)，其碼元寬度為，偽隨

21、機(jī)碼為p(t),其碼元寬度為，進(jìn)行模2運(yùn)算后，得到，碼元寬度稱為擴(kuò)頻出來增益，表示為式(3-1)。 式(12)由于有，所以信碼的頻譜被展寬了，信號(hào)在傳輸?shù)倪^程中經(jīng)過AWGN信道，被疊加了高斯白噪聲，同時(shí)還受到了干擾信號(hào)的影響，最終得到的信號(hào)包括“有用信號(hào)+高斯白噪聲+干擾”。接收端收到此信號(hào)后，經(jīng)過解擴(kuò)電路，得到，對(duì)進(jìn)行碼元判決，即可得到原始的輸入信號(hào)。本次直接序列擴(kuò)頻通信中的偽隨機(jī)序列為m序列，m序列是最長(zhǎng)線性移位寄存器的簡(jiǎn)稱。圖3-4-1（b）示出的是由n級(jí)移位寄存器構(gòu)成的碼序列發(fā)生器示意圖。圖3-4-1（b） m序列發(fā)生器在本次matlab設(shè)計(jì)中，PN碼發(fā)生器為6級(jí)m序列產(chǎn)生器，本原多項(xiàng)

22、式為1+x+x4，寄存器初始值設(shè)置為1 1 1 0 0 0，根據(jù)m序列發(fā)生器示意圖就可以編寫出m序列。信道傳輸模塊是指?jìng)鬏數(shù)男盘?hào)經(jīng)過AWGN信道時(shí)，不可避免地疊加了高斯白噪聲信號(hào)，在本次設(shè)計(jì)中，對(duì)高斯白噪聲信號(hào)的處理，是應(yīng)用信號(hào)信噪比，根據(jù)，在已知信號(hào)功率譜的條件下，可以得出信道噪聲的功率譜密度函數(shù)2，則P=即為單位信號(hào)所疊加上的噪聲的能量，將單位信號(hào)的噪聲與白噪聲的概率密度函數(shù)相關(guān)，再與信號(hào)相加，即可得到信道傳輸?shù)男盘?hào)。用戶是由rand()函數(shù)產(chǎn)生的隨機(jī)碼，并經(jīng)過處理之后成為碼值為1和-1變化的碼序列，為了保證仿真的準(zhǔn)確性，取5000個(gè)碼元作為每次發(fā)送的信號(hào)，同時(shí)為了接收電路接收的方便，將信

23、號(hào)的碼值變換為0和1，再將信號(hào)重復(fù)G次，得到即將擴(kuò)頻的信號(hào)。PN碼發(fā)生器為6級(jí)m序列產(chǎn)生器，本原多項(xiàng)式為1+x+x4，寄存器初始值設(shè)置為1 1 1 0 0 0，通過G次輸出，與原信號(hào)碼進(jìn)行模二運(yùn)算，即可得到擴(kuò)頻增益為G的擴(kuò)頻碼輸出。仿真時(shí)，每個(gè)擴(kuò)頻chip被疊加一個(gè)的干擾，干擾幅值取1和3，取1，n=1,2隨著擴(kuò)頻chip的序號(hào)而改變。在信道傳播的信號(hào)在接收端處被加上一個(gè)形式為sin(n)的干擾信號(hào)。3.4.2直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的matlab仿真結(jié)果輸出信噪比計(jì)算是數(shù)學(xué)表達(dá)式如式(13)所示。 式(13)其中為信碼發(fā)射功率，為噪聲功率，為信源碼，為信宿碼，計(jì)算結(jié)果單位為dB。5圖3-4-2就是經(jīng)

24、過matlab仿真之后的圖形，分別為10，30，50倍的擴(kuò)頻增益下的誤碼率和信噪比的變化曲線。圖3-4-2 擴(kuò)頻增益與誤碼率關(guān)系曲線由圖3-4-2可以看出，在相同擴(kuò)頻增益的條件下，系統(tǒng)的誤碼率隨著系統(tǒng)信噪比的增加呈現(xiàn)出對(duì)數(shù)形狀的減小；在相同信噪比的情況下，系統(tǒng)的誤碼率隨著系統(tǒng)擴(kuò)頻增益的增大呈現(xiàn)出直線型的下降，即系統(tǒng)的誤碼率與系統(tǒng)的擴(kuò)頻增益和信噪比呈負(fù)相關(guān)，當(dāng)系統(tǒng)的擴(kuò)頻增益足夠大時(shí)，系統(tǒng)的誤碼率可以達(dá)到0。三、多載波傳輸OFDM技術(shù)3.1 OFDM原理OFDM是多載波調(diào)制的一種。在傳輸過程中，無線信道多是不平坦的，而OFDM是一個(gè)具有很多信息的高速數(shù)據(jù)流，那么就必須采取信道中的不平坦處理，才能有

25、效的把數(shù)據(jù)傳輸出去。 OFDM的思想是把傳輸中的數(shù)據(jù)流分成多個(gè)部分，把無線信道分成N個(gè)信道，而傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流則是分成N條數(shù)據(jù)，在N個(gè)信道上分別傳輸。雖然總的信道是不平坦的，具有頻率選擇性，但是每個(gè)信道在自己的信道上傳輸，解決了平坦性。這樣不僅有利于增大在傳輸過程中的符號(hào)的周期時(shí)間，還可以減少碼間的干擾。最重要的一點(diǎn)是，加入了保護(hù)間隔，可以最大消除符號(hào)間干擾。OFDM是一種特殊的多載波調(diào)制技術(shù)，傳輸?shù)男畔⑼ㄟ^串并轉(zhuǎn)換，在多個(gè)子信道上傳輸，不像傳統(tǒng)的調(diào)制在一個(gè)時(shí)刻只能傳輸一個(gè)頻率的信號(hào)，OFDM可以在正交的頻率上同時(shí)傳送多路信號(hào)，能夠充分的利用信道的帶寬。在OFDM系統(tǒng)中，每個(gè)傳輸符號(hào)速率的大小大約

26、在幾十bit/s到幾十bit/s之間，必須進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，將輸入的串行比特流轉(zhuǎn)換成可以傳輸?shù)腛FDM符號(hào)。因?yàn)檎{(diào)制模式可以自行轉(zhuǎn)換，是可以自適應(yīng)性調(diào)節(jié)的，所以每個(gè)子載波的調(diào)制模式可以變化，故串并變換需要分配給每個(gè)子載波數(shù)據(jù)段的長(zhǎng)度也是不一樣的。在接收端執(zhí)行相反的過程，從各個(gè)子載波處傳來的數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換回原始的串行數(shù)據(jù)。當(dāng)一個(gè)OFDM符號(hào)在多徑無線信道中傳輸時(shí)，頻率選擇性衰落會(huì)導(dǎo)致某幾組子載波受到相當(dāng)大的衰減，從而引起比特錯(cuò)誤，這些在信道頻率響應(yīng)上的零點(diǎn)會(huì)造成在鄰近的子載波上發(fā)射的信息受到破壞，導(dǎo)致在每個(gè)信號(hào)中出現(xiàn)一連串的比特錯(cuò)誤。與一大串錯(cuò)誤連續(xù)出現(xiàn)的情況比較相比較，大多數(shù)前向糾錯(cuò)編碼在錯(cuò)誤分布均勻

27、的情況下會(huì)工作得更有效。所以，為了提高系統(tǒng)的性能，大多數(shù)系統(tǒng)采用數(shù)據(jù)加擾作為串并轉(zhuǎn)換工作的一部分。 正交頻分復(fù)用技術(shù)不需要帶通濾波器來分割子載波，DSP技術(shù)的成熟，可以通過快速傅立葉變換來選用那些即使混疊也能夠保持正交的波形。6 3.2 OFDM系統(tǒng)模型 在OFDM中，調(diào)制和解調(diào)是必不可少的。在調(diào)制過程中，有多路子載波，我們對(duì)子載波上的信號(hào)進(jìn)行差分相位鍵控調(diào)制方式，簡(jiǎn)稱PSK調(diào)制方式。其調(diào)制和解調(diào)原理如下：圖3-2 (a)調(diào)制器原理圖圖3-2(b) 解調(diào)器原理總體來說，OFDM原理即為在發(fā)送端，將數(shù)據(jù)通過編碼，得到有用數(shù)據(jù)，再經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換，將高速數(shù)據(jù)流變?yōu)榈退贁?shù)據(jù)流，分在多信道上傳輸，每個(gè)信道

28、上的數(shù)據(jù)各自相互不影響，在快速傅立葉逆變換的作用下，再經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換后得到數(shù)據(jù)流，插入循環(huán)前綴，進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換后，得到模擬信號(hào)，調(diào)制到信道中進(jìn)行傳輸；在接收端，首先經(jīng)過解調(diào)，再進(jìn)行模數(shù)變換，得到數(shù)字信號(hào)后進(jìn)行傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)。如圖3-2(c)。 圖3-2(c) OFDM原理框圖 3.3 OFDM的系統(tǒng)建模與matlab仿真3.3.1 參數(shù)設(shè)置子載波數(shù)200FFT長(zhǎng)度512循環(huán)后綴長(zhǎng)度20窗函數(shù)滾降系數(shù)1/32信噪比為15db信道數(shù)9調(diào)制方式16QAM保護(hù)間隔長(zhǎng)度1283.3.2仿真結(jié)果輸出此時(shí)經(jīng)計(jì)算誤碼率bit_error_count =11ber =0.00183-3-2（a）不同M值對(duì)應(yīng)的

29、比特率與單載波的比較從上圖中可以看出不同M值對(duì)誤碼率的影響是不同的，與單載波相比較在信噪比較小的情況下不同M值對(duì)誤碼率的影像不明顯，但在較大信噪比情況下M值較大誤碼率越低，且任何一種OFDM仿真的誤碼率皆低于單載波調(diào)制。四三種抗多徑技術(shù)的仿真結(jié)果比較圖4-1 三種抗多徑技術(shù)在同一信道下的結(jié)果比較 在同一多徑信道下采用16QAM調(diào)制方式時(shí)三種抗多徑技術(shù)誤碼率隨信噪比的影響，4.2單載波頻域均衡與OFDM比較單載波頻域均衡與OFDM的共同之處在于：1）都是基于分塊傳輸?shù)募夹g(shù)，都采用循環(huán)前綴來消除IBI；2）都采用FFT/IFFT運(yùn)算；第一點(diǎn)使得在每個(gè)數(shù)據(jù)塊的處理時(shí)間內(nèi)，數(shù)據(jù)矢量具有周期性，這樣信號(hào)

30、矢量與信道矢量的線性卷積等同于圓周卷積，也就是信道傳輸矩陣呈現(xiàn)循環(huán)特性。第二點(diǎn)保證了信號(hào)處理復(fù)雜度的降低，同時(shí)由于頻域信道矩陣呈現(xiàn)簡(jiǎn)單的對(duì)角特性，OFDM 的信道均衡和單載波頻域線性均衡系統(tǒng)的均衡處理都是基于數(shù)據(jù)塊的簡(jiǎn)單乘法，不需要復(fù)雜的非對(duì)角陣求逆操作，因此二者在復(fù)雜度上大大優(yōu)于傳統(tǒng)的單載波時(shí)域均衡系統(tǒng)。OFDM系統(tǒng)與單載波頻域線性均衡系統(tǒng)的主要差別在于IFFT模塊的位置和作用： 在OFDM系統(tǒng)中IFFT模塊位于發(fā)射端，作用是將數(shù)據(jù)復(fù)用到并行的子載波上。而在單載波頻域均衡系統(tǒng)中，IFFT模塊位于接收端，作用是將經(jīng)過均衡的信號(hào)變換回時(shí)域。對(duì)于相同的FFT長(zhǎng)度，二者的信號(hào)處理復(fù)雜度相同。7在抗頻

31、率選擇性衰落的機(jī)理上，OFDM 是發(fā)端并行傳輸，收端并行處理，降低符號(hào)速率降低從而減小了相對(duì)時(shí)延擴(kuò)展，適合于多徑時(shí)延擴(kuò)展很嚴(yán)重的頻率選擇性衰落信道；單載波頻域均衡系統(tǒng)是發(fā)端串行傳輸，收端并行處理，發(fā)射的符號(hào)速率并沒有降低，沒有改變相對(duì)時(shí)延擴(kuò)展，適合于多徑時(shí)延擴(kuò)展不是很嚴(yán)重的信道。單載波頻域均衡系統(tǒng)通過增加均衡器階數(shù)來補(bǔ)償由于頻率選擇性衰落造成的ISI，但是這種均衡器的復(fù)雜度并不像傳統(tǒng)的時(shí)域均衡器那樣隨著時(shí)延擴(kuò)展的增加而線性上升，由于巧妙利用了信道矩陣在頻域呈現(xiàn)的對(duì)角特性以及FFT的快速算法，頻域線性均衡器的復(fù)雜度隨著時(shí)延擴(kuò)展的增加僅僅以對(duì)數(shù)律增加。單載波頻域均衡與OFDM的峰均比對(duì)比與 OFD

32、M系統(tǒng)相比，單載波頻域均衡系統(tǒng)由于不存在多個(gè)載波，因此大大優(yōu)于多個(gè)獨(dú)立子載波疊加的OFDM系統(tǒng)。表1給出了相應(yīng)的峰均比結(jié)果對(duì)比，其中。表1 峰均比對(duì)比結(jié)果可以看到 ，即使在PSK調(diào)制方式下，OFDM系統(tǒng)的峰均比仍然達(dá)到18dB，而單載波系統(tǒng)僅僅在1dB左右；在16QAM調(diào)制方式下，OFDM的峰均比更是超過20dB，而單載波系統(tǒng)僅僅在3.5dB左右。單載波頻域均衡系統(tǒng)的峰均比相比OFDM系統(tǒng)有極大的改善。1.2.4 單載波頻域均衡與OFDM對(duì)載波頻偏和相位噪聲的敏感度對(duì)比單載波頻域均衡系統(tǒng)對(duì)于相位噪聲和載波頻偏的敏感度也低于OFDM系統(tǒng)。這是由于在OFDM系統(tǒng)中，相位噪聲和載波頻偏的影響有兩個(gè)效果：第一，破壞了各個(gè)子載波之間的正交性，從而產(chǎn)生子載波間干擾ICI，第二，作為乘性干擾降低了信號(hào)的幅度。而在單載波系統(tǒng)中，相位噪聲和載波頻偏只是作為一種乘性噪聲存在，并不產(chǎn)生符號(hào)間干擾。比較二者對(duì)相位噪聲、載波頻偏的敏感度。在存在載波頻偏和相位噪聲的情況下，信噪比定義為： （16）其中，是由于載波頻偏和相位噪聲引入的干擾項(xiàng)。由于載波頻偏引起的信噪比的損失量定義為： （17）其中，上式中第一項(xiàng)表示載波頻偏和相位噪聲相當(dāng)于一種乘性噪聲導(dǎo)致信號(hào)幅