現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)課件

1、現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.1 正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(qam) 6.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(msk) 6.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(gmsk) 6.4 dqpsk調(diào)制調(diào)制 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)在通信原理課程中我們討論了數(shù)字調(diào)制的三種基本方式：數(shù)字振幅調(diào)制、數(shù)字頻率調(diào)制和數(shù)字相位調(diào)制，然而，這三種數(shù)字調(diào)制方式都存在不足之處，如頻譜利用率低、抗多徑抗衰落能力差、功率譜衰減慢帶外輻射嚴(yán)重等。為了改善這些不足，近幾十年來(lái)人們不斷地提出一些新的數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)，以適應(yīng)各種通信系統(tǒng)的要求。例如，在恒參信道中，正交振幅調(diào)制

2、(qam)和正交頻分復(fù)用(ofdm)方式具有高的頻譜利用率，正交振幅調(diào)制在衛(wèi)星通信和有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)阮I(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 而正交頻分復(fù)用在非對(duì)稱(chēng)數(shù)字環(huán)路adsl 和高清晰度電視hdtv 的地面廣播系統(tǒng)等得到成功應(yīng)用。高斯最小移頻鍵控(gmsk)和/4dqpsk 具有較強(qiáng)的抗多徑抗衰落性能，帶外功率輻射小等特點(diǎn)，因而在移動(dòng)通信領(lǐng)域得到應(yīng)用。高斯最小移頻鍵控用于泛歐數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)(gsm)，/4 dqpsk 用于北美和日本的數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)。 下面分別對(duì)幾種具有代表性的數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)進(jìn)行討論?，F(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.1正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(qam) 在現(xiàn)代通信中，提高頻譜

3、利用率一直是人們關(guān)注的焦點(diǎn)之一。近年來(lái)，隨著通信業(yè)務(wù)需求的迅速增長(zhǎng)，尋找頻譜利用率高的數(shù)字調(diào)制方式已成為數(shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)、研究的主要目標(biāo)之一。正交振幅調(diào)制qam(quadrature amplitude modulation)就是一種頻譜利用率很高的調(diào)制方式，其在中、 大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)、有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。在移動(dòng)通信中，隨著微蜂窩和微微蜂窩的出現(xiàn)，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。 過(guò)去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)中不能應(yīng)用的正交振幅調(diào)制也引起人們的重視現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.1.1mqam調(diào)制原理調(diào)制原理 正交振幅調(diào)制是用兩個(gè)獨(dú)立的基帶數(shù)字信號(hào)對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波

4、進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用這種已調(diào)信號(hào)在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來(lái)實(shí)現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。 正交振幅調(diào)制信號(hào)的一般表示式為 smqam(t)= )cos()(ncsnntwnttga式中，an是基帶信號(hào)幅度，g(t-nts)是寬度為ts的單個(gè)基帶信號(hào)波形。 式(6.1 - 1)還可以變換為正交表示形式: smqam(t)= )cos()(ncsnntwnttga現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)twnttgatwnttgacnsnncnsnnsinsin)(coscos)(smqam(t)=令 xn=an cos yn=ansin則式(6.1 - 2)變?yōu)?smqam(t)=()cos()sinnscnsc

5、nnx g tntw ty g tntw ttwtytwtxccsin)(cos)(qam中的振幅xn和yn可以表示為 xn=cna yn=dna nn現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 式中，a是固定振幅，cn、dn由輸入數(shù)據(jù)確定。cn、dn決定了已調(diào)qam信號(hào)在信號(hào)空間中的坐標(biāo)點(diǎn)。 qam信號(hào)調(diào)制原理圖如圖 6 - 1 所示。圖中，輸入的二進(jìn)制序列經(jīng)過(guò)串/并變換器輸出速率減半的兩路并行序列， 再分別經(jīng)過(guò)2電平到l電平的變換，形成l電平的基帶信號(hào)。 為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外輻射，該l電平的基帶信號(hào)還要經(jīng)過(guò)預(yù)調(diào)制低通濾波器，形成x(t)和y(t)，再分別對(duì)同相載波和正交載波相乘。 最后將兩路信號(hào)相加即可得到qam信號(hào)

6、。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖6-1 qam信號(hào)調(diào)制原理圖2到 l電平變換2到 l電平變換預(yù)調(diào)制lpf預(yù)調(diào)制lpf串 / 并變換costsintambmy(t)已調(diào)信號(hào)輸出現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 信號(hào)矢量端點(diǎn)的分布圖稱(chēng)為星座圖。通常，可以用星座圖來(lái)描述qam信號(hào)的信號(hào)空間分布狀態(tài)。對(duì)于m=16的16qam來(lái)說(shuō)，有多種分布形式的信號(hào)星座圖。 兩種具有代表意義的信號(hào)星座圖如圖 6 - 2 所示。在圖 6 - 2(a)中， 信號(hào)點(diǎn)的分布成方型，故稱(chēng)為方型16qam星座，也稱(chēng)為標(biāo)準(zhǔn)型16qam。在圖 6 - 2(b)中，信號(hào)點(diǎn)的分布成星型，故稱(chēng)為星型16qam星座。 若信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離為2a，且所有信號(hào)點(diǎn)等概率出現(xiàn)，則

7、平均發(fā)射信號(hào)功率為)()(2122nmnndcmasp現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 圖 6- 216qam的星座圖 (a) 方型16qam星座； (b) 星型16qam星座(2.61,0)(4.61,0)(2.61,0)(4.61,0)(0,2.61)(0,4.61)(0,4.61)(0,2.61)(3,3)(3,1)(3,1)(3,3)(3,3)(3,1)(3,3)(1,1) (1,1)(a)(b)現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)對(duì)于方型16qam，信號(hào)平均功率為22212210)18410824(16)()(aadcmaspnmnn對(duì)于星型16qam，信號(hào)平均功率為 2222212203.14)61. 4861. 24(16

8、)()(aadcmaspnmnn 兩者功率相差1.4db。另外，兩者的星座結(jié)構(gòu)也有重要的差別。一是星型16qam只有兩個(gè)振幅值，而方型16qam有三種振幅值；二是星型16qam只有8種相位值，而方型16qam有12種相位值。這兩點(diǎn)使得在衰落信道中，星型16qam比方型16qam更具有吸引力?，F(xiàn)代調(diào)制技術(shù) m=4, 16, 32, , 256時(shí)mqam信號(hào)的星座圖如圖 6 - 3 所示。其中，m=4, 16, 64, 256 時(shí)星座圖為矩形，而m=32, 128 時(shí)星座圖為十字形。前者m為2的偶次方，即每個(gè)符號(hào)攜帶偶數(shù)個(gè)比特信息；后者m為2的奇次方，即每個(gè)符號(hào)攜帶奇數(shù)個(gè)比特信息。 若已調(diào)信號(hào)的最

9、大幅度為1，則mpsk信號(hào)星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為 dmpsk=2 sin m而mqam信號(hào)矩形星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖6-3 mqam信號(hào)的星座圖m4m16m256m128m64m32現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)dmqam= 1212ml 式中，l為星座圖上信號(hào)點(diǎn)在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)，m=l2。由式(6.1 - 6)和(6.1 - 7)可以看出，當(dāng)m=4時(shí)，d4psk=d4qam，實(shí)際上，4psk和4qam的星座圖相同。當(dāng)m=16時(shí)，d16qam=0.47，而d16psk=0.39，d16pskd16qam。 這表明，16qam系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16psk。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)

10、6.1.2 mqam解調(diào)原理解調(diào)原理 mqam信號(hào)同樣可以采用正交相干解調(diào)方法， 其解調(diào)器原理圖如圖 6 - 4 所示。解調(diào)器輸入信號(hào)與本地恢復(fù)的兩個(gè)正交載波相乘后，經(jīng)過(guò)低通濾波輸出兩路多電平基帶信號(hào)x(t)和y(t)。多電平判決器對(duì)多電平基帶信號(hào)進(jìn)行判決和檢測(cè)，再經(jīng)l電平到2電平轉(zhuǎn)換和并/串變換器最終輸出二進(jìn)制數(shù)據(jù)。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6-4mqam信號(hào)相干解調(diào)原理圖lpf多電平轉(zhuǎn)換定時(shí)恢復(fù)多電平判決lpfl到 2電平變換并 / 串變換載波恢復(fù)l到 2電平變換現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.1.3mqam抗噪聲性能抗噪聲性能 對(duì)于方型qam，可以看成是由兩個(gè)相互正交且獨(dú)立的多電平ask信號(hào)疊加而成。因此，利

11、用多電平信號(hào)誤碼率的分析方法，可得到m進(jìn)制qam的誤碼率為 pe= )(1log3)1 (02nellerfclb式中，m=l2，eb為每比特碼元能量，n0為噪聲單邊功率譜密度。 圖 6 -5 給出了m進(jìn)制方型qam的誤碼率曲線。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6- 5 m進(jìn)制方型qam的誤碼率曲線 642 0246810 12 14 16 18 20 22pskm32qamm16qampskm4pskm16qamm641062551052104251032510225101pmsnr / bit / db現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)6.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(msk) 數(shù)字頻率調(diào)制和數(shù)字相位調(diào)制，由于已調(diào)信號(hào)包絡(luò)恒

12、定， 因此有利于在非線性特性的信道中傳輸。由于一般移頻鍵控信號(hào)相位不連續(xù)、頻偏較大等原因，使其頻譜利用率較低。本節(jié)將討論的msk(minimum frequency shift keying)是二進(jìn)制連續(xù)相位fsk的一種特殊形式。msk稱(chēng)為最小移頻鍵控，有時(shí)也稱(chēng)為快速移頻鍵控(ffsk)。所謂“最小”是指這種調(diào)制方式能以最小的調(diào)制指數(shù)(0.5)獲得正交信號(hào)； 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內(nèi)，msk能比2psk的數(shù)據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2psk衰減的快。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.2.1 msk 的基本原理的基本原理 msk是恒定包絡(luò)連續(xù)相位頻率調(diào)制， 其信號(hào)的表示式為 smsk(t)

13、= cos )2(kskcttatw其中ktst(k+1)ts, k=0, 1, 令skskktktktttat) 1(,2)(則式(6.2 - 1)可表示為 smsk(t)= cosct+k(t) 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)式中，k(t)稱(chēng)為附加相位函數(shù)；c為載波角頻率；ts為碼元寬度；ak為第k個(gè)輸入碼元，取值為1；k為第k個(gè)碼元的相位常數(shù)，在時(shí)間ktst(k+1)ts中保持不變，其作用是保證在t=kts時(shí)刻信號(hào)相位連續(xù)。 令 k(t)=ct+ ksktta2則skcktawdttd2)(sctw2sctw21a1a 由式(6.2 - 5)可以看出，msk信號(hào)的兩個(gè)頻率分別為現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) f1=fc-

14、f1=fc+ st41st41中心頻率fc應(yīng)選為 fc= ,.2 , 1,4ntns式(6.2 - 8)表明，msk信號(hào)在每一碼元周期內(nèi)必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍。fc還可以表示為 fc= stmn1)4(n為正整數(shù)； m=0, 1, 2, 3) 相應(yīng)地msk信號(hào)的兩個(gè)頻率可表示為f1= tmntfsc1)41(41現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)tmntffsc1)41(412由此可得頻率間隔為f=f2-f1= msk信號(hào)的調(diào)制指數(shù)為 h=f ts= st215 . 02121sstt 當(dāng)取n=1, m=0 時(shí)，msk信號(hào)的時(shí)間波形如圖 6 - 6 所示。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖6-6 msk 信號(hào)的時(shí)間波形10

15、01110tosmsk(t)現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)k=k-1+(ak-1-ak) )1(2k1k) 1(1kkak=ak-1 akak-1 式中，若取k的初始參考值0=0，則k=0 或 (模2)k=0, 1, 2, 上式即反映了msk信號(hào)前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系， 表明msk信號(hào)在第k個(gè)碼元的相位常數(shù)不僅與當(dāng)前碼元的取值ak有關(guān)，而且還與前一碼元的取值ak-1及相位常數(shù)k-1有關(guān)。 對(duì)第k個(gè)碼元的相位常數(shù)k的選擇應(yīng)保證msk信號(hào)相位在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻是連續(xù)的。根據(jù)這一要求，由式(6.2 - 2)可以得到相位約束條件為現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 由附加相位函數(shù)k(t)的表示式(6.2 - 2)可以看出，k(t)是一直線方

16、程，其斜率為 ， 截距為k。由于ak的取值為1，故 是分段線性的相位函數(shù)。因此，msk的整個(gè)相位路徑是由間隔為ts的一系列直線段所連成的折線。在任一個(gè)碼元期間ts，若ak=+1，則k(t)線性增加 ；若ak=-1， 則k(t)線性減小 。對(duì)于給定的輸入信號(hào)序列ak，相應(yīng)的附加相位函數(shù)k(t)的波形如圖 6 - 7 所示。 對(duì)于各種可能的輸入信號(hào)序列，k(t)的所有可能路徑如圖 6 - 8 所示，它是一個(gè)從-2到+2的網(wǎng)格圖。 ttask2ttask222現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 7 附加相位函數(shù)k(t)的波形圖0k(t)111111111ak3 02 3 3 44 xk2tsts3ts4ts5ts6

17、ts7ts8ts9tst232325現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 -8msk的相位網(wǎng)格圖3ts2 ts5ts7tst 02k (t)現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 從以上分析總結(jié)得出，msk信號(hào)具有以下特點(diǎn)： （1）msk信號(hào)是恒定包絡(luò)信號(hào)； （2）在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻，信號(hào)的相位是連續(xù)的，以載波相位為基準(zhǔn)的信號(hào)相位在一個(gè)碼元期間內(nèi)線性地變化 ； （3） 在一個(gè)碼元期間內(nèi)， 信號(hào)應(yīng)包括四分之一載波周期的整數(shù)倍，信號(hào)的頻率偏移等于 ，相應(yīng)的調(diào)制指數(shù)h=0.5。 下面我們簡(jiǎn)要討論一下msk信號(hào)的功率譜。對(duì)于由式(6.2 - 1)定義的msk信號(hào)，其單邊功率譜密度可表示為2st41)(2cos)(161 8)(2222scscsms

18、ktfftfftfp現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 根據(jù)式(6.2 - 16)畫(huà)出msk信號(hào)的功率譜如圖 6 - 9 所示。 為了便于比較，圖中還畫(huà)出了2psk信號(hào)的功率譜。 由圖 6 - 9 可以看出，與2psk相比，msk信號(hào)的功率譜更加緊湊， 其第一個(gè)零點(diǎn)出現(xiàn)在0.75/ts處，而2psk的第一個(gè)零點(diǎn)出現(xiàn)在1/ts處。這表明，msk信號(hào)功率譜的主瓣所占的頻帶寬度比2psk信號(hào)的窄；當(dāng)(f-fc)時(shí)，msk的功率譜以(f-fc)-4的速率衰減，它要比2psk的衰減速率快得多，因此對(duì)鄰道的干擾也較小。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 - 9msk信號(hào)的歸一化功率譜403020100st75. 0st1st2st3( f

19、fc ) / hz功率譜密度 / dbmsk2psk現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.2.2 msk調(diào)制解調(diào)原理調(diào)制解調(diào)原理 由msk信號(hào)的一般表示式(6.2 - 3)可得 smsk(t)= cosct+k(t)=cosk(t) cosct-sink(t) sinct (6.2 - 17) 因?yàn)閗(t)= +k代入式(6.2 - 17)可得 smsk(t)=coskcos ttask2twttatwttcskkcssin)2sin(coscos)2()(tiktwtttqtwttcskkcssin)2sin(cos)(cos)2cos(現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)上式即為msk信號(hào)的正交表示形式。其同相分量為xi(t)= c

20、osk cos 也稱(chēng)為i支路。 其正交分量為xq(t)=ak cosk sin 也稱(chēng)為q支路。cos 和sin 稱(chēng)為加權(quán)函數(shù)。 由 式(6.2 - 18)可以畫(huà)出msk信號(hào)調(diào)制器原理圖如圖 6 - 10 所示。圖中， 輸入二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過(guò)差分編碼和串/并變換后， i支路信號(hào)經(jīng)cos 加權(quán)調(diào)制和同相載波cosct相乘輸出同相分量xi(t)。 twttcskcos)2cos(twttcscos)2()2(stt)2(stt)2(stt現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖6-10 msk信號(hào)調(diào)制器原理圖差分編碼串 / 并變換振蕩stf41振蕩f fc相移90帶通濾波器遲延 ts輸入數(shù)據(jù)msk信號(hào)akckqkikikco

21、s(t / 2ts )ikcos(t / 2ts )cosctqksin(t / 2ts )sinctqksin(t / 2ts )sin(t / 2ts )cos(t / 2ts )現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) q支路信號(hào)先延遲ts，經(jīng)sin 加權(quán)調(diào)制和正交載波sinct相乘輸出正交分量xq(t)。xi(t)和xq(t)相減就可得到已調(diào)msk信號(hào)。 msk信號(hào)屬于數(shù)字頻率調(diào)制信號(hào)，因此可以采用一般鑒頻器方式進(jìn)行解調(diào)，其原理圖如圖 6 - 11 所示。鑒頻器解調(diào)方式結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)。 由于msk信號(hào)調(diào)制指數(shù)較小，采用一般鑒頻器方式進(jìn)行解調(diào)誤碼率性能不太好，因此在對(duì)誤碼率有較高要求時(shí)大多采用相干解調(diào)方式。圖

22、6 - 12 是msk信號(hào)相干解調(diào)器原理圖，其由相干載波提取和相干解調(diào)兩部分組成。 )2(stt現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6- 11msk鑒頻器解調(diào)原理圖bpf鑒 頻lpf抽 樣判 決輸 出輸 入現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 - 12msk信號(hào)相干解調(diào)器原理圖lpf判 決電 路lpf判 決電 路并 / 串變 換差 分譯 碼載 波恢 復(fù)bpf輸 入輸 出cosctsinct現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.2.3 msk的性能的性能 設(shè)信道特性為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，msk解調(diào)器輸入信號(hào)與噪聲的合成波為r(t)=cos(ct+ + k) +n(t) (6.2 - 21) 式中 n(t)=nc(t) cosct-ns(t)

23、 sinct是均值為0，方差為2的窄帶高斯噪聲。 經(jīng)過(guò)相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kts時(shí)刻i支路的樣值為 (2kts)=acosk+(-1)knc (6.2 - 22) 在t=(2k+1)ts時(shí)刻q支路的樣值為 (2k+1)ts=aakcosk+(-1)kns qqttask2現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)式中nc和ns分別為nc(t)和ns(t)在取樣時(shí)刻的樣本值。在i支路和q支路數(shù)據(jù)等概率的情況下，各支路的誤碼率為 ps= 0)(dxxfdxax0222)(exp21)(21rerfc式中， r= 為信噪比。 經(jīng)過(guò)交替門(mén)輸出和差分譯碼后， 系統(tǒng)的總誤比特率為 pe=2ps(1-ps) (6.2 - 2

24、5)msk系統(tǒng)誤比特率曲線如圖 6 - 13 所示。 由以上分析可以看出，msk信號(hào)比2psk有更高的頻譜利用率，并且有更強(qiáng)的抗噪聲性能，從而得到了廣泛的應(yīng)用。 222a現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6- 13msk系統(tǒng)誤比特率曲線 1081071061051041031024681012誤比特率pc誤碼率 psa222r / dbps , pc現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(gmsk) 由上一節(jié)分析可知，msk調(diào)制方式的突出優(yōu)點(diǎn)是已調(diào)信號(hào)具有恒定包絡(luò)，且功率譜在主瓣以外衰減較快。但是，在移動(dòng)通信中，對(duì)信號(hào)帶外輻射功率的限制十分嚴(yán)格，一般要求必須衰減70db以上。從msk信號(hào)的功率譜

25、可以看出，msk信號(hào)仍不能滿(mǎn)足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(gmsk)就是針對(duì)上述要求提出來(lái)的。gmsk調(diào)制方式能滿(mǎn)足移動(dòng)通信環(huán)境下對(duì)鄰道干擾的嚴(yán)格要求，它以其良好的性能而被泛歐數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)(gsm)所采用。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.3.1gmsk的基本原理的基本原理 msk調(diào)制是調(diào)制指數(shù)為0.5的二進(jìn)制調(diào)頻，基帶信號(hào)為矩形波形。為了壓縮msk信號(hào)的功率譜，可在msk調(diào)制前加入預(yù)調(diào)制濾波器，對(duì)矩形波形進(jìn)行濾波，得到一種新型的基帶波形， 使其本身和盡可能高階的導(dǎo)數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。gmsk(gaussianfiltered minimum shift keying)調(diào)制原理圖如圖

26、6 - 14 所示。 為了有效地抑制msk信號(hào)的帶外功率輻射，預(yù)調(diào)制濾波器應(yīng)具有以下特性： 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 14 gmsk調(diào)制原理圖預(yù)調(diào)制濾波器msk調(diào)制器輸入輸出現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) (1) 帶寬窄并且具有陡峭的截止特性； (2) 脈沖響應(yīng)的過(guò)沖較??； (3) 濾波器輸出脈沖響應(yīng)曲線下的面積對(duì)應(yīng)于/2的相移。 其中條件(1)是為了抑制高頻分量；條件(2)是為了防止過(guò)大的瞬時(shí)頻偏；條件(3)是為了使調(diào)制指數(shù)為0.5。 一種滿(mǎn)足上述特性的預(yù)調(diào)制濾波器是高斯低通濾波器， 其單位沖激響應(yīng)為exp)(2taath現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)傳輸函數(shù)為h(f)=exp(-2f2 ) (6.3 - 2)式中,是與高斯濾波器的

27、3db帶寬bb有關(guān)的參數(shù)，它們之間的關(guān)系為 bb= 0.5887 如果輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t): s(t)= 2ln21(),1nbnna b tnta b(t) =,1bt020btt 其他現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)其中, tb為碼元間隔。高斯預(yù)調(diào)制濾波器的輸出為x(t)=s(t)*h(t)= g()nbnatnt式中, g(t)為高斯預(yù)調(diào)制濾波器的脈沖響應(yīng): g(t)=b(t)*h(t)= dhatbbbbttttb)(122daatbbbbttttb)(exp1222當(dāng)bbtb取不同值時(shí)，g(t)的波形如圖 6 - 15 所示。 gmsk信號(hào)的表達(dá)式為 sgmsk(t)=cos tbbn

28、bcdtntgattw)2(2現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖6-15 高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)00.51024681.00.750.50.40.30.2bbtb0.1g(t)現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)式中，an為輸入數(shù)據(jù)。 高斯濾波器的輸出脈沖經(jīng)msk調(diào)制得到gmsk信號(hào)，其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無(wú)陡峭沿， 也無(wú)拐點(diǎn)，因此，相位路徑得到進(jìn)一步平滑，如圖 6 - 16 所示。 222tbtb4t(t)0圖 6 - 16gmsk信號(hào)的相位路徑現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 圖 6 - 17 是通過(guò)計(jì)算機(jī)模擬得到的gmsk信號(hào)的功率譜。 圖中，橫坐標(biāo)為歸一化頻差(f - fc)tb，縱坐標(biāo)為功率譜密度，參變量bbtb為高斯

29、低通濾波器的歸一化3db帶寬bb與碼元長(zhǎng)度tb的乘積。bbtb=的曲線是msk信號(hào)的功率譜密度。gmsk信號(hào)的功率譜密度隨bbtb值的減小變得緊湊起來(lái)。表 6 - 1 給出了作為bbtb函數(shù)的gmsk信號(hào)中包含給定功率百分比的帶寬?，F(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 -17gmsk信號(hào)的功率譜密度1200.160.20.30.5bbtb: tfmqpskbbtb(msk)11010090807060504030201001000.51.01.52.02.5功率譜密度 / db現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)表表 6 1 gmsk信號(hào)中包含給定功率百分比的射頻帶寬信號(hào)中包含給定功率百分比的射頻帶寬 bbtb 90% 60% 96.

30、9% 96.99% 0.2 0.52rb 0.79rb0.99rb1.22rb0.25 0.57rb0.86rb1.09rb1.37rb0. 50.69rb1.04rb1.33rb2.08rb 0.78rb1.20rb2.76rb6.00rb現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 圖 6 - 18 是在不同bbtb時(shí)由頻譜分析儀測(cè)得的射頻輸出頻譜?？梢?jiàn)，測(cè)量值與圖6 - 17 所示的計(jì)算機(jī)模擬結(jié)果基本一致。 圖 6 - 19 是gmsk信號(hào)正交相干解調(diào)時(shí)測(cè)得的眼圖。可以看出， 當(dāng)bbtb較小時(shí)會(huì)使基帶波形中引入嚴(yán)重的碼間干擾，從而降低性能。當(dāng)bbtb=0.25 時(shí)，gmsk的誤碼率比msk下降1 db。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖

31、 6 18 不同bbtb時(shí)實(shí)測(cè)gmsk信號(hào)射頻功率譜 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 - 19gmsk信號(hào)正交相干解調(diào)的眼圖 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.3.2gmsk的調(diào)制與解調(diào)的調(diào)制與解調(diào) 產(chǎn)生gmsk信號(hào)的一種簡(jiǎn)單方法是采用鎖相環(huán)(pll)法， 其原理圖如圖 6 - 20 所示。圖中，輸入數(shù)據(jù)序列先進(jìn)行 相移bpsk調(diào)制，然后將該信號(hào)通過(guò)鎖相環(huán)對(duì)bpsk信號(hào)的相位突跳進(jìn)行平滑，使得信號(hào)在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻相位連續(xù)，而且沒(méi)有尖角。該方法實(shí)現(xiàn)gmsk信號(hào)的關(guān)鍵是鎖相環(huán)傳輸函數(shù)的設(shè)計(jì)，以滿(mǎn)足輸出信號(hào)功率譜特性要求。 由式(6.3 - 8)，gmsk信號(hào)可以表示為正交形式，即 sgmsk(t)=cosct+(t)=cos(

32、t)cosct-sin(t)sinct 2現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 -20pll型gmsk調(diào)制器 移相bpsk2鎖相環(huán)振蕩器輸入輸出cosct現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)式中 (t)= dtntgatbbtnb)2(2 由式(6.3 - 9)和式(6.3 - 10)可以構(gòu)成一種波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器，其原理圖如圖 6 - 21 所示。 波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器的優(yōu)點(diǎn)是避免了復(fù)雜的濾波器設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，可以產(chǎn)生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調(diào)信號(hào)。 gmsk信號(hào)的基本特征與msk信號(hào)完全相同， 其主要差別是gmsk信號(hào)的相位軌跡比msk信號(hào)的相位軌跡平滑。因此， 圖 6 - 12所示的msk信號(hào)相干解調(diào)器原理圖完全適用gmsk信號(hào)

33、的相干解調(diào)。 gmsk信號(hào)也可以采用圖 6 - 22 所示的差分解調(diào)器解調(diào)。圖 6 - 22(a)是1比特差分解調(diào)方案，圖 6 - 22(b)是2比特差分解調(diào)方案。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 21 波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器產(chǎn)生gmsk信號(hào)cos函數(shù)表象限控制sin函數(shù)表d / a變換d / a變換lpflpfbpf輸出輸入cosctsinct現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 圖6-22gmsk 信號(hào)差分解調(diào)器原理（a)1比特差分調(diào)節(jié)器 （b)2比特差分解調(diào)器bpf時(shí) 延 tb90 移 相l(xiāng)pf抽 樣判 決信 號(hào)輸 入輸 出bpf時(shí) 延 2tblpf抽 樣判 決信 號(hào)輸 入輸 出(a)(b)限 幅 器現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.3.3g

34、msk系統(tǒng)的性能系統(tǒng)的性能 假設(shè)信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度為n0。 gmsk信號(hào)相干解調(diào)的誤比特率下界可以表示為 pe= rderfc0minn221 式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的hilbert空間中發(fā)送數(shù)據(jù)“1”和“0”對(duì)應(yīng)的復(fù)信號(hào)u1(t)和u0(t)之間的最小距離， 即 dttutudtttutu201)(),(2min2110)()(min 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測(cè)得的gmsk相干解調(diào)誤比特率曲線如圖6 - 23 所示。由圖可以看出，當(dāng)bbtb=0.25 時(shí)，gmsk的性能僅比msk下降1db。由于移動(dòng)通信系統(tǒng)是快速瑞

35、利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過(guò)實(shí)際測(cè)試。 現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖6-23 例相信道下gmsk相干解調(diào)誤比特率曲線 bbtb(msk)0.250.20理想bpsk檢測(cè)前高斯bpfbbtb0.6310610510410310210146810121416berebno/ db現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)6.4 dqpsk調(diào)制調(diào)制 dqpsk( -shift differentially encoded quadrature phase shift keying)是一種正交相移鍵控調(diào)制方式，它綜合了qpsk和oqpsk兩種調(diào)制方式的優(yōu)點(diǎn)。 dqpsk有比qpsk更小的包絡(luò)

36、波動(dòng)和比gmsk更高的頻譜利用率。在多徑擴(kuò)展和衰落的情況下， dqpsk比oqpsk的性能更好。 dqpsk能夠采用非相干解調(diào)，從而使得接收機(jī)實(shí)現(xiàn)大大簡(jiǎn)化。 dqpsk已被用于北美和日本的數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)。 4444444現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.4.1 dqpsk的調(diào)制原理的調(diào)制原理 在 dqpsk調(diào)制器中，已調(diào)信號(hào)的信號(hào)點(diǎn)從相互偏移 的兩個(gè)qpsk星座圖中選取。圖 6 - 24 給出了兩個(gè)相互偏移 的星座圖和一個(gè)合并的星座圖，圖中兩個(gè)信號(hào)點(diǎn)之間的連線表示可能的相位跳變?？梢?jiàn)， 信號(hào)的最大相位跳變是 。 另外，由圖 6 - 24 還可看出，對(duì)每對(duì)連續(xù)的雙比特其信號(hào)點(diǎn)至少有 的相位變化，從而使接收

37、機(jī)容易進(jìn)行時(shí)鐘恢復(fù)和同步。 dqpsk調(diào)制器原理圖如圖 6 - 25所示。輸入的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過(guò)串/并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號(hào)ik和正交支路信號(hào)qk，ik和qk的符號(hào)速率是輸入數(shù)據(jù)速率的一半。在第k個(gè)碼元區(qū)間內(nèi)，差分相位編碼器的輸出和輸入有如下關(guān)系:444443444現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 圖 6- 24 dqpsk信號(hào)的星座圖 4qkikqkik(a)(b)qkik(c)現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6-25 dqpsk調(diào)制器原理圖 4lpflpf輸 出cosctsinct差 分相 位編 碼串 / 并變 換輸 入qkik現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) ik=ik-1cosk-qk-1sink (6.4 - 1) qk=i

38、k-1sink+qk-1cosk式中，k是由差分相位編碼器的輸入數(shù)據(jù)xk和yk所決定的。 采用gray編碼的雙比特（xk，yk）與相移k的關(guān)系如表 9 - 2所示。差分相位編碼器的輸出ik和qk共有五種取值： 為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外功率輻射，在進(jìn)行正交調(diào)制前先使同相支路信號(hào)和正交支路信號(hào)ik和qk通過(guò)具有線性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為 . 1,21, 0)( fh1,2) 12(sin121aft00f ta21ta21 fta21fta21現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)表表 6 2 采用采用gray編碼的雙比特編碼的雙比特(xk, yk)與相移與相移k的關(guān)系表的關(guān)系表 xky

39、k00011110k443434現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 式中，g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形，k為第k個(gè)數(shù)據(jù)期間的絕對(duì)相位。k可由以下差分編碼得出: k=k-1+k (6.4 - 5) dqpsk是一種線性調(diào)制，其包絡(luò)不恒定。若發(fā)射機(jī)具有非線性放大，將會(huì)使已調(diào)信號(hào)頻譜展寬，降低頻譜利用率。 為了提高功率放大器的動(dòng)態(tài)范圍，改善輸出信號(hào)的頻譜特性， 通常采用具有負(fù)反饋控制的功率放大器。 4現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) 6.4.2 dqpsk的解調(diào)的解調(diào) dqpsk可以采用與4dpsk相似的方式解調(diào)。 在加性高斯白噪聲(awgn)信道中，相干解調(diào)的 dqpsk與dqpsk有相同的誤碼性能。為了便于實(shí)現(xiàn)，經(jīng)常采用差分檢測(cè)來(lái)解調(diào) dqpsk信號(hào)。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由于不依賴(lài)相位同步，差分檢測(cè)提供了較好的誤碼性能。 dqpsk信號(hào)基帶差分檢測(cè)器的原理圖如圖 6 - 26 所示。 在解調(diào)器中，本地振蕩器產(chǎn)生的正交載波與發(fā)射載波頻率相同， 但有固定的相位差。解調(diào)器中同相支路和正交支路兩個(gè)低通濾波器的輸出分別為444現(xiàn)代調(diào)制技術(shù)圖 6 26 基帶差分檢測(cè)器原理圖bpflpflpf抽樣差分解碼抽樣差分解碼判決電路判決電路并 / 串變換cosctsinct輸出輸入現(xiàn)代調(diào)制技術(shù) c