現代調制技術課件

1、 6.1 正交振幅調制正交振幅調制(qam) 6.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(msk) 6.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(gmsk) 6.4 dqpsk調制調制 現代數字調制解調技術現代數字調制解調技術 現代數字調制解調技術現代數字調制解調技術在通信原理課程中我們討論了數字調制的三種基本方式：數字振幅調制、數字頻率調制和數字相位調制，然而，這三種數字調制方式都存在不足之處，如頻譜利用率低、抗多徑抗衰落能力差、功率譜衰減慢帶外輻射嚴重等。為了改善這些不足，近幾十年來人們不斷地提出一些新的數字調制解調技術，以適應各種通信系統的要求。例如，在恒參信道中，正交振幅調制(qam)和正交頻分復用

2、(ofdm)方式具有高的頻譜利用率，正交振幅調制在衛(wèi)星通信和有線電視網絡高速數據傳輸等領域得到廣泛應用。 而正交頻分復用在非對稱數字環(huán)路adsl 和高清晰度電視hdtv 的地面廣播系統等得到成功應用。高斯最小移頻鍵控(gmsk)和/4dqpsk 具有較強的抗多徑抗衰落性能，帶外功率輻射小等特點，因而在移動通信領域得到應用。高斯最小移頻鍵控用于泛歐數字蜂窩移動通信系統(gsm)，/4 dqpsk 用于北美和日本的數字蜂窩移動通信系統。 下面分別對幾種具有代表性的數字調制系統進行討論。 6.1正交振幅調制正交振幅調制(qam) 在現代通信中，提高頻譜利用率一直是人們關注的焦點之一。近年來，隨著通信

3、業(yè)務需求的迅速增長，尋找頻譜利用率高的數字調制方式已成為數字通信系統設計、研究的主要目標之一。正交振幅調制qam(quadrature amplitude modulation)就是一種頻譜利用率很高的調制方式，其在中、 大容量數字微波通信系統、有線電視網絡高速數據傳輸、衛(wèi)星通信系統等領域得到了廣泛應用。在移動通信中，隨著微蜂窩和微微蜂窩的出現，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。 過去在傳統蜂窩系統中不能應用的正交振幅調制也引起人們的重視 6.1.1mqam調制原理調制原理 正交振幅調制是用兩個獨立的基帶數字信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制，利用這種已調信號在同一帶寬內頻譜正

4、交的性質來實現兩路并行的數字信息傳輸。 正交振幅調制信號的一般表示式為 smqam(t)= )cos()(ncsnntwnttga式中，an是基帶信號幅度，g(t-nts)是寬度為ts的單個基帶信號波形。 式(6.1 - 1)還可以變換為正交表示形式: smqam(t)= )cos()(ncsnntwnttgatwnttgatwnttgacnsnncnsnnsinsin)(coscos)(smqam(t)=令 xn=an cos yn=ansin則式(6.1 - 2)變?yōu)?smqam(t)=()cos()sinnscnscnnx g tntw ty g tntw ttwtytwtxccsin)

5、(cos)(qam中的振幅xn和yn可以表示為 xn=cna yn=dna nn 式中，a是固定振幅，cn、dn由輸入數據確定。cn、dn決定了已調qam信號在信號空間中的坐標點。 qam信號調制原理圖如圖 6 - 1 所示。圖中，輸入的二進制序列經過串/并變換器輸出速率減半的兩路并行序列， 再分別經過2電平到l電平的變換，形成l電平的基帶信號。 為了抑制已調信號的帶外輻射，該l電平的基帶信號還要經過預調制低通濾波器，形成x(t)和y(t)，再分別對同相載波和正交載波相乘。 最后將兩路信號相加即可得到qam信號。 圖6-1 qam信號調制原理圖2到 l電平變換2到 l電平變換預調制lpf預調制

6、lpf串 / 并變換costsintambmy(t)已調信號輸出 信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。通常，可以用星座圖來描述qam信號的信號空間分布狀態(tài)。對于m=16的16qam來說，有多種分布形式的信號星座圖。 兩種具有代表意義的信號星座圖如圖 6 - 2 所示。在圖 6 - 2(a)中， 信號點的分布成方型，故稱為方型16qam星座，也稱為標準型16qam。在圖 6 - 2(b)中，信號點的分布成星型，故稱為星型16qam星座。 若信號點之間的最小距離為2a，且所有信號點等概率出現，則平均發(fā)射信號功率為)()(2122nmnndcmasp 圖 6- 216qam的星座圖 (a) 方型16qa

7、m星座； (b) 星型16qam星座(2.61,0)(4.61,0)(2.61,0)(4.61,0)(0,2.61)(0,4.61)(0,4.61)(0,2.61)(3,3)(3,1)(3,1)(3,3)(3,3)(3,1)(3,3)(1,1) (1,1)(a)(b)對于方型16qam，信號平均功率為22212210)18410824(16)()(aadcmaspnmnn對于星型16qam，信號平均功率為 2222212203.14)61. 4861. 24(16)()(aadcmaspnmnn 兩者功率相差1.4db。另外，兩者的星座結構也有重要的差別。一是星型16qam只有兩個振幅值，而方

8、型16qam有三種振幅值；二是星型16qam只有8種相位值，而方型16qam有12種相位值。這兩點使得在衰落信道中，星型16qam比方型16qam更具有吸引力。 m=4, 16, 32, , 256時mqam信號的星座圖如圖 6 - 3 所示。其中，m=4, 16, 64, 256 時星座圖為矩形，而m=32, 128 時星座圖為十字形。前者m為2的偶次方，即每個符號攜帶偶數個比特信息；后者m為2的奇次方，即每個符號攜帶奇數個比特信息。 若已調信號的最大幅度為1，則mpsk信號星座圖上信號點間的最小距離為 dmpsk=2 sin m而mqam信號矩形星座圖上信號點間的最小距離為圖6-3 mqa

9、m信號的星座圖m4m16m256m128m64m32dmqam= 1212ml 式中，l為星座圖上信號點在水平軸和垂直軸上投影的電平數，m=l2。由式(6.1 - 6)和(6.1 - 7)可以看出，當m=4時，d4psk=d4qam，實際上，4psk和4qam的星座圖相同。當m=16時，d16qam=0.47，而d16psk=0.39，d16pskd16qam。 這表明，16qam系統的抗干擾能力優(yōu)于16psk。 6.1.2 mqam解調原理解調原理 mqam信號同樣可以采用正交相干解調方法， 其解調器原理圖如圖 6 - 4 所示。解調器輸入信號與本地恢復的兩個正交載波相乘后，經過低通濾波輸出

10、兩路多電平基帶信號x(t)和y(t)。多電平判決器對多電平基帶信號進行判決和檢測，再經l電平到2電平轉換和并/串變換器最終輸出二進制數據。 圖 6-4mqam信號相干解調原理圖lpf多電平轉換定時恢復多電平判決lpfl到 2電平變換并 / 串變換載波恢復l到 2電平變換 6.1.3mqam抗噪聲性能抗噪聲性能 對于方型qam，可以看成是由兩個相互正交且獨立的多電平ask信號疊加而成。因此，利用多電平信號誤碼率的分析方法，可得到m進制qam的誤碼率為 pe= )(1log3)1 (02nellerfclb式中，m=l2，eb為每比特碼元能量，n0為噪聲單邊功率譜密度。 圖 6 -5 給出了m進制

11、方型qam的誤碼率曲線。 圖 6- 5 m進制方型qam的誤碼率曲線 642 0246810 12 14 16 18 20 22pskm32qamm16qampskm4pskm16qamm641062551052104251032510225101pmsnr / bit / db6.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(msk) 數字頻率調制和數字相位調制，由于已調信號包絡恒定， 因此有利于在非線性特性的信道中傳輸。由于一般移頻鍵控信號相位不連續(xù)、頻偏較大等原因，使其頻譜利用率較低。本節(jié)將討論的msk(minimum frequency shift keying)是二進制連續(xù)相位fsk的一種特殊形式。

12、msk稱為最小移頻鍵控，有時也稱為快速移頻鍵控(ffsk)。所謂“最小”是指這種調制方式能以最小的調制指數(0.5)獲得正交信號； 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內，msk能比2psk的數據傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2psk衰減的快。 6.2.1 msk 的基本原理的基本原理 msk是恒定包絡連續(xù)相位頻率調制， 其信號的表示式為 smsk(t)= cos )2(kskcttatw其中ktst(k+1)ts, k=0, 1, 令skskktktktttat) 1(,2)(則式(6.2 - 1)可表示為 smsk(t)= cosct+k(t) 式中，k(t)稱為附加相位函數；c為載波角頻

13、率；ts為碼元寬度；ak為第k個輸入碼元，取值為1；k為第k個碼元的相位常數，在時間ktst(k+1)ts中保持不變，其作用是保證在t=kts時刻信號相位連續(xù)。 令 k(t)=ct+ ksktta2則skcktawdttd2)(sctw2sctw21a1a 由式(6.2 - 5)可以看出，msk信號的兩個頻率分別為 f1=fc- f1=fc+ st41st41中心頻率fc應選為 fc= ,.2 , 1,4ntns式(6.2 - 8)表明，msk信號在每一碼元周期內必須包含四分之一載波周期的整數倍。fc還可以表示為 fc= stmn1)4(n為正整數； m=0, 1, 2, 3) 相應地msk信

14、號的兩個頻率可表示為f1= tmntfsc1)41(41tmntffsc1)41(412由此可得頻率間隔為f=f2-f1= msk信號的調制指數為 h=f ts= st215 . 02121sstt 當取n=1, m=0 時，msk信號的時間波形如圖 6 - 6 所示。 圖6-6 msk 信號的時間波形1001110tosmsk(t)k=k-1+(ak-1-ak) )1(2k1k) 1(1kkak=ak-1 akak-1 式中，若取k的初始參考值0=0，則k=0 或 (模2)k=0, 1, 2, 上式即反映了msk信號前后碼元區(qū)間的相位約束關系， 表明msk信號在第k個碼元的相位常數不僅與當前

15、碼元的取值ak有關，而且還與前一碼元的取值ak-1及相位常數k-1有關。 對第k個碼元的相位常數k的選擇應保證msk信號相位在碼元轉換時刻是連續(xù)的。根據這一要求，由式(6.2 - 2)可以得到相位約束條件為 由附加相位函數k(t)的表示式(6.2 - 2)可以看出，k(t)是一直線方程，其斜率為 ， 截距為k。由于ak的取值為1，故 是分段線性的相位函數。因此，msk的整個相位路徑是由間隔為ts的一系列直線段所連成的折線。在任一個碼元期間ts，若ak=+1，則k(t)線性增加 ；若ak=-1， 則k(t)線性減小 。對于給定的輸入信號序列ak，相應的附加相位函數k(t)的波形如圖 6 - 7

16、所示。 對于各種可能的輸入信號序列，k(t)的所有可能路徑如圖 6 - 8 所示，它是一個從-2到+2的網格圖。 ttask2ttask222圖 6 7 附加相位函數k(t)的波形圖0k(t)111111111ak3 02 3 3 44 xk2tsts3ts4ts5ts6ts7ts8ts9tst232325圖 6 -8msk的相位網格圖3ts2 ts5ts7tst 02k (t) 從以上分析總結得出，msk信號具有以下特點： （1）msk信號是恒定包絡信號； （2）在碼元轉換時刻，信號的相位是連續(xù)的，以載波相位為基準的信號相位在一個碼元期間內線性地變化 ； （3） 在一個碼元期間內， 信號應包

17、括四分之一載波周期的整數倍，信號的頻率偏移等于 ，相應的調制指數h=0.5。 下面我們簡要討論一下msk信號的功率譜。對于由式(6.2 - 1)定義的msk信號，其單邊功率譜密度可表示為2st41)(2cos)(161 8)(2222scscsmsktfftfftfp 根據式(6.2 - 16)畫出msk信號的功率譜如圖 6 - 9 所示。 為了便于比較，圖中還畫出了2psk信號的功率譜。 由圖 6 - 9 可以看出，與2psk相比，msk信號的功率譜更加緊湊， 其第一個零點出現在0.75/ts處，而2psk的第一個零點出現在1/ts處。這表明，msk信號功率譜的主瓣所占的頻帶寬度比2psk信

18、號的窄；當(f-fc)時，msk的功率譜以(f-fc)-4的速率衰減，它要比2psk的衰減速率快得多，因此對鄰道的干擾也較小。 圖 6 - 9msk信號的歸一化功率譜403020100st75. 0st1st2st3( f fc ) / hz功率譜密度 / dbmsk2psk 6.2.2 msk調制解調原理調制解調原理 由msk信號的一般表示式(6.2 - 3)可得 smsk(t)= cosct+k(t)=cosk(t) cosct-sink(t) sinct (6.2 - 17) 因為k(t)= +k代入式(6.2 - 17)可得 smsk(t)=coskcos ttask2twttatwt

19、tcskkcssin)2sin(coscos)2()(tiktwtttqtwttcskkcssin)2sin(cos)(cos)2cos(上式即為msk信號的正交表示形式。其同相分量為xi(t)= cosk cos 也稱為i支路。 其正交分量為xq(t)=ak cosk sin 也稱為q支路。cos 和sin 稱為加權函數。 由 式(6.2 - 18)可以畫出msk信號調制器原理圖如圖 6 - 10 所示。圖中， 輸入二進制數據序列經過差分編碼和串/并變換后， i支路信號經cos 加權調制和同相載波cosct相乘輸出同相分量xi(t)。 twttcskcos)2cos(twttcscos)2(

20、)2(stt)2(stt)2(stt圖6-10 msk信號調制器原理圖差分編碼串 / 并變換振蕩stf41振蕩f fc相移90帶通濾波器遲延 ts輸入數據msk信號akckqkikikcos(t / 2ts )ikcos(t / 2ts )cosctqksin(t / 2ts )sinctqksin(t / 2ts )sin(t / 2ts )cos(t / 2ts ) q支路信號先延遲ts，經sin 加權調制和正交載波sinct相乘輸出正交分量xq(t)。xi(t)和xq(t)相減就可得到已調msk信號。 msk信號屬于數字頻率調制信號，因此可以采用一般鑒頻器方式進行解調，其原理圖如圖 6

21、- 11 所示。鑒頻器解調方式結構簡單，容易實現。 由于msk信號調制指數較小，采用一般鑒頻器方式進行解調誤碼率性能不太好，因此在對誤碼率有較高要求時大多采用相干解調方式。圖 6 - 12 是msk信號相干解調器原理圖，其由相干載波提取和相干解調兩部分組成。 )2(stt圖 6- 11msk鑒頻器解調原理圖bpf鑒 頻lpf抽 樣判 決輸 出輸 入圖 6 - 12msk信號相干解調器原理圖lpf判 決電 路lpf判 決電 路并 / 串變 換差 分譯 碼載 波恢 復bpf輸 入輸 出cosctsinct 6.2.3 msk的性能的性能 設信道特性為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，msk解調器輸入

22、信號與噪聲的合成波為r(t)=cos(ct+ + k) +n(t) (6.2 - 21) 式中 n(t)=nc(t) cosct-ns(t) sinct是均值為0，方差為2的窄帶高斯噪聲。 經過相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kts時刻i支路的樣值為 (2kts)=acosk+(-1)knc (6.2 - 22) 在t=(2k+1)ts時刻q支路的樣值為 (2k+1)ts=aakcosk+(-1)kns qqttask2式中nc和ns分別為nc(t)和ns(t)在取樣時刻的樣本值。在i支路和q支路數據等概率的情況下，各支路的誤碼率為 ps= 0)(dxxfdxax0222)(exp21)(21

23、rerfc式中， r= 為信噪比。 經過交替門輸出和差分譯碼后， 系統的總誤比特率為 pe=2ps(1-ps) (6.2 - 25)msk系統誤比特率曲線如圖 6 - 13 所示。 由以上分析可以看出，msk信號比2psk有更高的頻譜利用率，并且有更強的抗噪聲性能，從而得到了廣泛的應用。 222a圖 6- 13msk系統誤比特率曲線 1081071061051041031024681012誤比特率pc誤碼率 psa222r / dbps , pc 6.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(gmsk) 由上一節(jié)分析可知，msk調制方式的突出優(yōu)點是已調信號具有恒定包絡，且功率譜在主瓣以外衰減較快。

24、但是，在移動通信中，對信號帶外輻射功率的限制十分嚴格，一般要求必須衰減70db以上。從msk信號的功率譜可以看出，msk信號仍不能滿足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(gmsk)就是針對上述要求提出來的。gmsk調制方式能滿足移動通信環(huán)境下對鄰道干擾的嚴格要求，它以其良好的性能而被泛歐數字蜂窩移動通信系統(gsm)所采用。 6.3.1gmsk的基本原理的基本原理 msk調制是調制指數為0.5的二進制調頻，基帶信號為矩形波形。為了壓縮msk信號的功率譜，可在msk調制前加入預調制濾波器，對矩形波形進行濾波，得到一種新型的基帶波形， 使其本身和盡可能高階的導數都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。gmsk(

25、gaussianfiltered minimum shift keying)調制原理圖如圖6 - 14 所示。 為了有效地抑制msk信號的帶外功率輻射，預調制濾波器應具有以下特性： 圖 6 14 gmsk調制原理圖預調制濾波器msk調制器輸入輸出 (1) 帶寬窄并且具有陡峭的截止特性； (2) 脈沖響應的過沖較?。?(3) 濾波器輸出脈沖響應曲線下的面積對應于/2的相移。 其中條件(1)是為了抑制高頻分量；條件(2)是為了防止過大的瞬時頻偏；條件(3)是為了使調制指數為0.5。 一種滿足上述特性的預調制濾波器是高斯低通濾波器， 其單位沖激響應為exp)(2taath傳輸函數為h(f)=exp(

26、-2f2 ) (6.3 - 2)式中,是與高斯濾波器的3db帶寬bb有關的參數，它們之間的關系為 bb= 0.5887 如果輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t): s(t)= 2ln21(),1nbnna b tnta b(t) =,1bt020btt 其他其中, tb為碼元間隔。高斯預調制濾波器的輸出為x(t)=s(t)*h(t)= g()nbnatnt式中, g(t)為高斯預調制濾波器的脈沖響應: g(t)=b(t)*h(t)= dhatbbbbttttb)(122daatbbbbttttb)(exp1222當bbtb取不同值時，g(t)的波形如圖 6 - 15 所示。 gmsk信號的表

27、達式為 sgmsk(t)=cos tbbnbcdtntgattw)2(2圖6-15 高斯濾波器的矩形脈沖響應00.51024681.00.750.50.40.30.2bbtb0.1g(t)式中，an為輸入數據。 高斯濾波器的輸出脈沖經msk調制得到gmsk信號，其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿， 也無拐點，因此，相位路徑得到進一步平滑，如圖 6 - 16 所示。 222tbtb4t(t)0圖 6 - 16gmsk信號的相位路徑 圖 6 - 17 是通過計算機模擬得到的gmsk信號的功率譜。 圖中，橫坐標為歸一化頻差(f - fc)tb，縱坐標為功率譜密度，參變量bbtb

28、為高斯低通濾波器的歸一化3db帶寬bb與碼元長度tb的乘積。bbtb=的曲線是msk信號的功率譜密度。gmsk信號的功率譜密度隨bbtb值的減小變得緊湊起來。表 6 - 1 給出了作為bbtb函數的gmsk信號中包含給定功率百分比的帶寬。圖 6 -17gmsk信號的功率譜密度1200.160.20.30.5bbtb: tfmqpskbbtb(msk)11010090807060504030201001000.51.01.52.02.5功率譜密度 / db表表 6 1 gmsk信號中包含給定功率百分比的射頻帶寬信號中包含給定功率百分比的射頻帶寬 bbtb 90% 60% 96.9% 96.99%

29、 0.2 0.52rb 0.79rb0.99rb1.22rb0.25 0.57rb0.86rb1.09rb1.37rb0. 50.69rb1.04rb1.33rb2.08rb 0.78rb1.20rb2.76rb6.00rb 圖 6 - 18 是在不同bbtb時由頻譜分析儀測得的射頻輸出頻譜。可見，測量值與圖6 - 17 所示的計算機模擬結果基本一致。 圖 6 - 19 是gmsk信號正交相干解調時測得的眼圖。可以看出， 當bbtb較小時會使基帶波形中引入嚴重的碼間干擾，從而降低性能。當bbtb=0.25 時，gmsk的誤碼率比msk下降1 db。 圖 6 18 不同bbtb時實測gmsk信號

30、射頻功率譜 圖 6 - 19gmsk信號正交相干解調的眼圖 6.3.2gmsk的調制與解調的調制與解調 產生gmsk信號的一種簡單方法是采用鎖相環(huán)(pll)法， 其原理圖如圖 6 - 20 所示。圖中，輸入數據序列先進行 相移bpsk調制，然后將該信號通過鎖相環(huán)對bpsk信號的相位突跳進行平滑，使得信號在碼元轉換時刻相位連續(xù)，而且沒有尖角。該方法實現gmsk信號的關鍵是鎖相環(huán)傳輸函數的設計，以滿足輸出信號功率譜特性要求。 由式(6.3 - 8)，gmsk信號可以表示為正交形式，即 sgmsk(t)=cosct+(t)=cos(t)cosct-sin(t)sinct 2圖 6 -20pll型gm

31、sk調制器 移相bpsk2鎖相環(huán)振蕩器輸入輸出cosct式中 (t)= dtntgatbbtnb)2(2 由式(6.3 - 9)和式(6.3 - 10)可以構成一種波形存儲正交調制器，其原理圖如圖 6 - 21 所示。 波形存儲正交調制器的優(yōu)點是避免了復雜的濾波器設計和實現，可以產生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調信號。 gmsk信號的基本特征與msk信號完全相同， 其主要差別是gmsk信號的相位軌跡比msk信號的相位軌跡平滑。因此， 圖 6 - 12所示的msk信號相干解調器原理圖完全適用gmsk信號的相干解調。 gmsk信號也可以采用圖 6 - 22 所示的差分解調器解調。圖 6 - 22

32、(a)是1比特差分解調方案，圖 6 - 22(b)是2比特差分解調方案。 圖 6 21 波形存儲正交調制器產生gmsk信號cos函數表象限控制sin函數表d / a變換d / a變換lpflpfbpf輸出輸入cosctsinct 圖6-22gmsk 信號差分解調器原理（a)1比特差分調節(jié)器 （b)2比特差分解調器bpf時 延 tb90 移 相l(xiāng)pf抽 樣判 決信 號輸 入輸 出bpf時 延 2tblpf抽 樣判 決信 號輸 入輸 出(a)(b)限 幅 器 6.3.3gmsk系統的性能系統的性能 假設信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度為n0。 gmsk信號相干解調的誤比特率下

33、界可以表示為 pe= rderfc0minn221 式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的hilbert空間中發(fā)送數據“1”和“0”對應的復信號u1(t)和u0(t)之間的最小距離， 即 dttutudtttutu201)(),(2min2110)()(min 在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測得的gmsk相干解調誤比特率曲線如圖6 - 23 所示。由圖可以看出，當bbtb=0.25 時，gmsk的性能僅比msk下降1db。由于移動通信系統是快速瑞利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過實際測試。 圖6-23 例相信道下gmsk相干解調誤比特率曲

34、線 bbtb(msk)0.250.20理想bpsk檢測前高斯bpfbbtb0.6310610510410310210146810121416berebno/ db6.4 dqpsk調制調制 dqpsk( -shift differentially encoded quadrature phase shift keying)是一種正交相移鍵控調制方式，它綜合了qpsk和oqpsk兩種調制方式的優(yōu)點。 dqpsk有比qpsk更小的包絡波動和比gmsk更高的頻譜利用率。在多徑擴展和衰落的情況下， dqpsk比oqpsk的性能更好。 dqpsk能夠采用非相干解調，從而使得接收機實現大大簡化。 dqps

35、k已被用于北美和日本的數字蜂窩移動通信系統。 4444444 6.4.1 dqpsk的調制原理的調制原理 在 dqpsk調制器中，已調信號的信號點從相互偏移 的兩個qpsk星座圖中選取。圖 6 - 24 給出了兩個相互偏移 的星座圖和一個合并的星座圖，圖中兩個信號點之間的連線表示可能的相位跳變?？梢姡?信號的最大相位跳變是 。 另外，由圖 6 - 24 還可看出，對每對連續(xù)的雙比特其信號點至少有 的相位變化，從而使接收機容易進行時鐘恢復和同步。 dqpsk調制器原理圖如圖 6 - 25所示。輸入的二進制數據序列經過串/并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號ik和正交支路信號qk，ik和qk的符號

36、速率是輸入數據速率的一半。在第k個碼元區(qū)間內，差分相位編碼器的輸出和輸入有如下關系:444443444 圖 6- 24 dqpsk信號的星座圖 4qkikqkik(a)(b)qkik(c)圖 6-25 dqpsk調制器原理圖 4lpflpf輸 出cosctsinct差 分相 位編 碼串 / 并變 換輸 入qkik ik=ik-1cosk-qk-1sink (6.4 - 1) qk=ik-1sink+qk-1cosk式中，k是由差分相位編碼器的輸入數據xk和yk所決定的。 采用gray編碼的雙比特（xk，yk）與相移k的關系如表 9 - 2所示。差分相位編碼器的輸出ik和qk共有五種取值： 為了

37、抑制已調信號的帶外功率輻射，在進行正交調制前先使同相支路信號和正交支路信號ik和qk通過具有線性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為 . 1,21, 0)( fh1,2) 12(sin121aft00f ta21ta21 fta21fta21表表 6 2 采用采用gray編碼的雙比特編碼的雙比特(xk, yk)與相移與相移k的關系表的關系表 xkyk00011110k443434 式中，g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形，k為第k個數據期間的絕對相位。k可由以下差分編碼得出: k=k-1+k (6.4 - 5) dqpsk是一種線性調制，其包絡不恒定。若發(fā)射機具有非線性放

38、大，將會使已調信號頻譜展寬，降低頻譜利用率。 為了提高功率放大器的動態(tài)范圍，改善輸出信號的頻譜特性， 通常采用具有負反饋控制的功率放大器。 4 6.4.2 dqpsk的解調的解調 dqpsk可以采用與4dpsk相似的方式解調。 在加性高斯白噪聲(awgn)信道中，相干解調的 dqpsk與dqpsk有相同的誤碼性能。為了便于實現，經常采用差分檢測來解調 dqpsk信號。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由于不依賴相位同步，差分檢測提供了較好的誤碼性能。 dqpsk信號基帶差分檢測器的原理圖如圖 6 - 26 所示。 在解調器中，本地振蕩器產生的正交載波與發(fā)射載波頻率相同， 但有固定的相位差。解調器中同相支路和正交支路兩個低通濾波器的輸出分別為444圖 6 26 基帶差分檢測器原理圖bpflpflpf抽樣差分解碼抽樣差分解碼判決電路判決電路并 / 串變換cosctsinct輸出輸入 ck=cos(k-) (