第4章WCDMA關鍵技術(shù)79477

1、第4章 wcdma關鍵技術(shù)木章主耍從原理的角度介紹wcdma收發(fā)信機的各個組成部分，包括rake 接收機的原理和結(jié)構(gòu)，射頻和中頻處理技術(shù)，信道編解碼技術(shù)利多用八檢測 的技術(shù)。圖4-1數(shù)字通信系統(tǒng)框圖如圖為一般意義上的數(shù)字通信系統(tǒng)，wcdma的收發(fā)信機就建立在這個 基本的框圖上，其中信道編譯碼采用卷積碼或者turbo碼，調(diào)制解調(diào)采用碼 分多址的直接擴頻通信技術(shù)，信源編碼部分根據(jù)應用數(shù)據(jù)的不同，對語音采 用amr自適應多速率編碼，對圖像和多媒體業(yè)務采用itu rec. h.324系列 協(xié)議。4.1 rake接收機在cdma擴頻系統(tǒng)中，信道帶寬遠遠人于信道的平坦衰落帶寬。不同于傳統(tǒng) 的調(diào)制技術(shù)需要用

2、均衡算法來消除相鄰符號間的碼間干擾，cdma擴頻碼在 選擇時就要求它有很好的自相關特性。這樣，在無線信道屮出現(xiàn)的時延擴展, 就可以被看作只是被傳信號的再次傳送。如果這些多徑信號相互間的延時超 過了一個碼片的長度，那么它們將被cdma接收機看作是非相關的噪聲，而 不再需要均衡了。由于在多徑信號屮含有可以利用的信息，所以cdma接收機可以通過介并多 徑信號來改善接收信號的信噪比。其實rake接收機所作的就是：通過多個 相關檢測器接收多徑信號中的各路信號，并把它們合并在一起。圖42所示為 一個rake接收機，它是專為cdma系統(tǒng)設計的經(jīng)典的分集接收器，其理論 基礎就是：當傳播時延超過一個碼片周期時，

3、多徑信號實際上可被看作是互 不相關的。圖4-2 rake接收機框圖帶dll的相關器是一個具冇遲早門鎖和環(huán)的解調(diào)和關器。遲早門和解調(diào)和關 器分別相差±1/2 （或1/4）個碼片。遲早門的相關結(jié)果相減可以用于調(diào)整碼 相位。延遲環(huán)路的性能取決于環(huán)路帶寬。由于信道屮快速衰落和噪聲的影響，實際接收的各徑的相位與原來發(fā)射信號 的相位有很大的變化，因此在合并以前要按照信道估計的結(jié)果進行相位的旋 轉(zhuǎn)，實際的cdma系統(tǒng)中的信道估計是根據(jù)發(fā)射信號中攜帶的導頻符號完成 的。根據(jù)發(fā)射信號中是否攜帶有連續(xù)導頻，可以分別采用基于連續(xù)導頻的相 位預測和基于判決反饋技術(shù)的相位預測方法。如圖43、圖4-4所示。圖4

4、-3基于連續(xù)導頻信號的信道估計方法度結(jié)果i/o信號圖4-4使用判決反饋技術(shù)的間斷導頻條件的信道估計方法lpf是一個低通濾波器，濾除信道估計結(jié)果屮的噪聲，其帶寬一般要高于信 道的衰落率。使用間斷導頻時，在導頻的間隙要釆用內(nèi)插技術(shù)來進行信道估 計，釆用判決反饋技術(shù)時，先硬判決出信道中的數(shù)據(jù)符號，在已判決結(jié)果作 為先驗信息（類似導頻）進行完整的信道估計，通過低通濾波得到比較好的 信道估計結(jié)果，這種方法的缺點是rh于非線性和非因果預測技術(shù)，使噪聲比 較人的時候，信道估計的準確度人人降低，而且還引入了較人的解碼延遲。延遲估計的作用是通過匹配濾波器獲取不同時間延遲位置上的信號能量分布 （如圖45所示），識

5、別具有較人能量的多徑位置，并將它們的時間量分配到rake接收機的不同接收徑上。匹配濾波器的測量精度可以達到1/41/2碼 片，而rake接收機的不同接收徑的間隔是一個碼片。實際實現(xiàn)中,如果延 遲估計的更新速度很快（比如兒十ms次），就可以無須遲早門的鎖相環(huán)。本地的擴頻碼和擾碼串行輸入的 采樣數(shù)拯圖4-5匹配濾波器的基本結(jié)構(gòu)延遲估計的主要部件是匹配濾波器，匹配濾波器的功能是用輸入的數(shù)據(jù)和不 同相位的木地碼字進行相關，取得不同碼字相位的相關能量。當串行輸入的 采樣數(shù)據(jù)和木地的擴頻碼和擾碼的相位一致時，其相關能力最大，在濾波器 輸出端有一個最人值。根據(jù)相關能量，延遲估計器就可以得到多徑的到達時 間量

6、。從實現(xiàn)的角度而言，rake接收機的處理包括碼片級和符號級，碼片級的處理 有相關器、本地碼產(chǎn)生器和匹配濾波器。符號級的處理包括信道估計，相位 旋轉(zhuǎn)和合并相加。碼片級的處理一般用asic器件實現(xiàn)，而符號級的處理用 dsp實現(xiàn)。移動臺利基站間的rake接收機的實現(xiàn)方法和功能盡管有所不同, 但其原理是完全一樣的。對于多個接收天線分集接收而言，多個接收天線接收的多徑可以用上面的方 法同樣處理，rake接收機既可以接收來h同一天線的多徑，也可以接收來自 不同天線的多徑，從rake接收的角度來看，兩種分集并沒有本質(zhì)的不同。 但是，在實現(xiàn)上山于多個天線的數(shù)據(jù)要進行分路的控制處理，增加了基帯處 理的復雜度。4

7、.2 cdma射頻和中頻設計原理4.2.1 cdma射頻和中頻的總體結(jié)構(gòu)圖4-6 cdma射頻和中頻原理框圖圖4-6給出了 cdma射頻和中頻部分的原理框圖，射頻部分是傳統(tǒng)的模擬結(jié) 構(gòu)，冇用信號在這里轉(zhuǎn)化為小頻信號。射頻下行通道部分主要包括自動增益 控制（rf agc）、接收濾波器（rx濾波器）和下變頻器。射頻的上行通道 部分主要包括自動增益控制（rfagc）、二次上變頻、寬帶線性功放和射頻 發(fā)射濾波器。中頻部分主要紐括下行的去混迭濾波器、下變頻器、adc和上 行的中頻和平滑濾波器、上變頻器和dac。對于wcdma的數(shù)字下變頻器而 言，由于其輸出的基帶信號的帶寬已經(jīng)人于中頻信號的10%,故與-

8、般的 gsm信號利笫一代信號不同，稱為寬帶信號。4.2.2 cdma的射頻設計性能和考慮前面已經(jīng)提到，cdma的信號是寬帶信號，因此射頻部分必須設計成適合于 寬帶低功率譜密度信號。cdma的高動態(tài)范圍、高峰值因數(shù)（由于采用線性 調(diào)制和多碼傳輸）、精確的快速功率控制環(huán)路向功率放人器的線性和效率提 出了挑戰(zhàn)。cdma對rf前端提出了非常困難的線性和效率要求。線性約束是由于要求了 嚴格的輸出頻譜的掩模(mask)，同吋輸出的信號包絡變化幅度很大。當然, 為了保證功放有足夠的效率，功放的工作電平-般也保持在1db壓縮點附近。為了減少移動臺的體積和功耗，要求在接收和發(fā)射端實現(xiàn)基帶到射頻或者相 反方向的一

9、次直接變頻，這種技術(shù)的困難在于混頻器需要有良好的線性，避 免相鄰信道的互調(diào)產(chǎn)物。同時混頻器的輸入隔離也必須足夠高，以避免口混 頻而可能出現(xiàn)的直流分量。射頻部分的口動增益控制器(agc)利低噪聲放大器(lna)的性能也非常 關鍵，wcdma設計中agc的要求在80db左右；而lna的指標直接決定了 接收機的總噪聲指標，wcdma中要求lna的噪聲指標低于4db。模擬的射頻器件使射頻指標變化比較大，同時個體的差異也比較人。我們要 按照最壞的情況對每個射頻部件可能帶來的整體接收機性能損失進行仿真， 從而得到一組較好而且穩(wěn)定的射頻設計參數(shù)。另外，最新的設計方法也提出 盡可能的減少模擬器件的數(shù)量，這也要

10、求我們把模數(shù)變換(adc)和數(shù)模變 換(dac)的位置近可能向射頻部分前移，鑒于h前器件信號處理能力的考 慮，數(shù)字中頻技術(shù)是常用的設計方法。4.2.3數(shù)字中頻技術(shù)抽樣定理表明：一個頻帶限制在(0, %)赫茲內(nèi)的時間連續(xù)信號m(t),如果 以1/2%秒間隔對它進行等間隔采樣，則m(t)將被所得到的抽樣值完全確立。 此時2啟被稱為奈奎斯特頻率?，F(xiàn)代的接收機結(jié)構(gòu)一般是在中頻部分實現(xiàn)模數(shù)變換和采樣，帶寬為b的中頻 信號m(3)通過fsm2b (1 +a/n)的中頻采樣，得到信號ms(o),再通過 低通濾波器h(3),得到經(jīng)過量化和采樣的低中頻信號/wge),這個信號的 頻譜和原來信號的頻譜是完全一樣的

11、。從這個過程可以看出，屮頻采樣可以用一個比信號頻率最高值低的頻率進行 采樣，而只要求這個頻率滿足條件。同吋中頻釆樣還可以完成頻率的變換， 將信號變換到一個較低的中頻頻率上，此時再經(jīng)過和數(shù)字域的同頻相乘，就 可以得到基帶的i、q分量。4.3分集接收原理無線信道是隨機時變信道，其屮的衰落特性會降低通信系統(tǒng)的性能。為了對 抗衰落，可以采用多種措施，比如信道編解碼技術(shù)，抗衰落接收技術(shù)或者擴 頻技術(shù)。分集接收技術(shù)被認為是明顯有效而且經(jīng)濟的抗衰落技術(shù)。我們知道，無線信道屮接收的信號是到達接收機的多徑分量的合成。如果在 接收端同時獲得幾個不同路徑的信號，將這些信號適當合并成總的接收信號, 就能夠大大減少衰落

12、的影響。這就是分集的基本思路。分集的字面含義就是 分散得到幾個合成信號并集中(合并)這些信號。只耍幾個信號z間是統(tǒng)計 獨立的，那么經(jīng)適當合并后就能使系統(tǒng)性能人為改善?；ハ嗒毩⒒蛘呋惊毩⒌囊恍┙邮招盘枺话泐岳貌煌窂交蛘卟煌l 率、不同角度、不同極化等接收手段來獲?。?1) 空間分集：在接收或者發(fā)射端架設兒副天線，各天線的位置間要求有足夠 的間距(一般在10個信號波長以上)，以保證各天線上發(fā)射或者接收的信號 基本相互獨立。如圖47所示就是一個雙天線發(fā)射分集的提高接收信號質(zhì)量的 例子，通過雙天線發(fā)射分集，增加了接收機獲得的獨立接收路徑，収得了合 并增益：數(shù)據(jù)滾|數(shù)據(jù)流2圖47正交發(fā)射分集原

13、理如圖47所示為正交發(fā)射分集的原理，圖屮兩個天線的發(fā)射數(shù)據(jù)是不同的，犬 線1發(fā)射的偶數(shù)位置上的數(shù)據(jù)，天線2發(fā)射的是奇數(shù)位置上的數(shù)據(jù)，利用兩 個天線上發(fā)射數(shù)據(jù)的不相關性，通過不同天線路徑到達接收機天線的數(shù)據(jù)具 備了相應的分集作用，降低了數(shù)據(jù)傳輸?shù)墓β省Ｍ瑫r中于發(fā)射天線上單天線 發(fā)対數(shù)據(jù)的比特率降低，使得數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃栽黾?。因此發(fā)射分集可以提 高系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率。(2) 極化分集：分別接收水平極化和垂直極化波形成的分集方法。其他的分集方法還有時間分集：是利用不同時間上傳播的信號的不相關性進 行介并。頻率分集：用多個不同的載頻傳送同樣的信息，如果各載頻的頻差 間隔比較遠，其頻差超過信道相關帶寬，

14、則各載頻傳輸?shù)男盘栆蚕嗷ゲ幌嚓P。 角度分集：利用天線波束指向不同使信號不相關的原理構(gòu)成的一種分集方法。 例如，在微波面天線上設置若干個照射器，產(chǎn)牛相關性很小的兒個波束。分 集方法相互是不排斥的，實際使用屮可以組介。分集信號的介并可以采用不同的方法:（1）選擇合并：從兒個分散信號中選取信噪比最好的一個作為接收信號。（2）等增益合并：將幾個分散信號以相同的支路增益進行直接相加，相加后的 信號作為接收信號。（3）最大比合并：控制各合并支路增益，使它們分別與本支路的信噪比成止比, 然厲再相加獲得接收信號。上面方法對合并后的信噪比（廠）的改善（分集增益）各不相同，但總的說來, 分集接收方法對無線信道接收

15、效果的改善非常明顯的。12108 6 ()改善 (最大比值合并等增益介并扱佳選擇分集數(shù)量k圖4-8不同合并方式的増益比較圖48中給出了不同合并方法的接收效果改善情況，可以看出當分集數(shù)k較人 時，選擇合并的改善效果比較差，而等增益合并和最大比值合并的效果相差 不大，僅僅1db左右。4.4信道編碼信道編碼按一定的規(guī)則給數(shù)字序列m增加一些多余的碼元，使不具有規(guī)律性 的信息序列m變換為具有某種規(guī)律性的數(shù)字序列丫（碼序列）。也就是說， 碼序列中信息序列的諸碼元與多余碼元之間是相關的。在接收端，信道譯碼 器利用這種預知的編碼規(guī)則來譯碼，或者說檢驗接收到的數(shù)字序列r是否符 介既定的規(guī)則從而發(fā)現(xiàn)r屮是否有錯，

16、進而糾正其中的差錯。根據(jù)相關性來 檢測（發(fā)現(xiàn)）和糾正傳輸過程中產(chǎn)生的差錯就是信道編碼的菇本思想。通常數(shù)字序列m總是以k個碼元為一組來進行傳輸?shù)摹Ｎ覀兎Q這k個碼元的 碼組為信息碼組，信道編碼器按一定的規(guī)則對每個信息碼組附加一些多余的 碼元，構(gòu)成了 n個碼元的碼組。這n個碼元之間是相關的。即附加的nk個碼 元稱為該碼纟r的監(jiān)督碼元。從信息傳輸?shù)慕嵌葋碚f，監(jiān)督碼元不載有任何信 息，所以是多余的。這種多余度使碼字具有一定的糾錯和檢錯能力，提高了 傳輸?shù)目煽啃?，降低了謀碼率。另一方而，如果我們要求信息傳輸?shù)乃俾什?變，在附加了監(jiān)督碼元后，就必須減少碼組中每個碼元符號的持續(xù)時間，對 二進制碼也就是要減少脈

17、沖寬度，若編碼前每個碼脈沖的歸一化寬度為1,則 編碼后的歸一化寬度為k/n,因此信道帶寬必須展寬n/k倍。在這種情況下， 我們是以帶寬的多余度換取了信道傳輸?shù)念啃浴Ｈ绻畔鬏斔俾试试S降 低，則編碼后每個碼元的持續(xù)時間町以不變。此時我們以信息傳輸速度的多 余度或稱時間的多余度換取了傳輸?shù)目煽啃浴１斫o出了不同的編碼方法所能夠得到的編碼增益，和理想的編碼增益（達 到shannon限）之間有很人的差別。表4-1 bpsk或qpsk編碼增益采用編碼編碼增益(dbber=103)編碼增益(dbber=105)數(shù)據(jù)速率理想編碼11.213.6級聯(lián)碼（rs與卷積碼viterbi譯碼）6.5 7.58.5

18、9.5適中卷積碼序列譯碼（軟判決）6.0 7.08.0 9.0適中級聯(lián)碼（rs與分 組碼）4.5 5.56.5 7.5很高卷積碼viterbi譯 碼4.0 5.55.0-6.5高卷積碼序列譯碼（硬判決）4.0 5.06.0 7.0高分組碼（硬判決）3.0 4.04.5 5.5高卷積碼門限譯碼1.5 3.02.5 4.0很高由此可以看出對于相同的調(diào)制方式，不同的編碼方案得到編碼增益是不同的。 我們通常采用的編碼方式有港積碼、reed-solomon碼、bch碼、turbo碼 等。wcdma選用的碼字是語音和低速信令采用卷積碼，數(shù)據(jù)采用turbo碼。4.4.1卷積碼卷積編碼器在任何一段規(guī)定時i&#

19、39;可內(nèi)產(chǎn)生的n個碼元，不僅取決于這段時i'可屮 的k個信息位，而口還取決于前n-1段時i'可內(nèi)的信息位。此時監(jiān)督碼元監(jiān)督 著這n段時問內(nèi)的信息，這n段時間內(nèi)的碼元數(shù)kl nn稱為這種碼字的約束 長度。卷積碼的解碼方法有門限解碼、硬判決viterbi解碼和軟判決vi怕rbi解碼。其 中軟判決viterbi解碼的效果最好，是通常采用的解碼方法，與換判決方法相 比復雜度增加不多，但性能上卻優(yōu)于硬判決152db。4.4.2 turbo 碼逼近shannon極限是編碼領域的主要努力方向，turbo碼是領域里具有里程 杯意義的創(chuàng)新。格狀編碼在帶限信道情況下能夠比較接近shannon極限

20、，而 turbo碼則在深空通信、衛(wèi)星通信等非帶限信道上令突出的表現(xiàn)。理論仿真表 明，在eb/no為0.7db的awgn信道上，1/2碼率的turbo碼的誤比特率為 10'turbo編碼由兩個或以上的基木編碼器通過一個或以上交織器并行級聯(lián)構(gòu)成， 如圖4-9所示。turbo碼的原理是基于對傳統(tǒng)級聯(lián)碼的算法和結(jié)構(gòu)上的修止， 內(nèi)交織器的引入使得迭代解碼的止反饋得到了很好的消除。turbo的迭代解碼 算法包括sova （軟輸出viterbi算法）、map （最人灰驗概率算法）等。由 于map算法的每一次迭代性能的提高都優(yōu)于viterbi算法，因此map算法的 迭代譯碼器可以獲得更大的編碼增益。輸

21、出yt圖4-9 turbo編碼器4.5多用戶檢測技術(shù)多用戶檢測技術(shù)（mud）是通過去除小區(qū)內(nèi)干擾來改進系統(tǒng)性能，增加系統(tǒng) 容量。多用戶檢測技術(shù)還能有效緩解直擴cdma系統(tǒng)中的遠/近效應。由于信道的非正交性和不同用戶的擴頻碼字的非正交也 導致用戶間存在相 互干擾，多用戶檢測的作用就是去除多用八之間的相互干擾。-般而言，対 于上行的多用戶檢測，只能去除小區(qū)內(nèi)各用戶之間的干擾，而小區(qū)間的干擾 由于缺乏必要的信息（比如相鄰小區(qū)的用戶情況），是難以消除的。對于下 行的多用戶檢測，只能去除公共信道（比如導頻、廣播信道等）的干擾。多用戶檢測的系統(tǒng)模型可以用圖410來表示，每個用戶發(fā)射數(shù)據(jù)比特久，嘰,通過擴頻碼字進行頻率擴展，在空中經(jīng)過非止交的衰落信道， 并加入噪聲n（t）,接收端接收的用戶信號與同步的擴頻碼字相關，相關由乘法 器和積分清洗器組成，解擴后的結(jié)果通過多用戶檢測的算法去除用戶z間的 八/p干擾,得到用戶的信號估計值勺,優(yōu)，如。從下圖可以看到，多用八檢測的性能取決于相關器的同步擴頻碼字跟蹤、各 個用戶信號的檢測性能，相對能量的大小，信道佔計的準確性等傳統(tǒng)接收機 的性能。擴頻碼字*圖410多用戶檢測的系統(tǒng)模型從上行多用戶檢測來看，由于只能去除小區(qū)內(nèi)干擾，假處小區(qū)間干擾的能量 占據(jù)了小區(qū)內(nèi)干擾能