開關電源設計報告(共18頁)

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上1開關電源主電路設計1.1主電路拓撲結構選擇由于本設計的要求為輸入電壓176-264 V交流電，輸出為24V直流電,因此中間需要將輸入側的交流電轉換為直流電，考慮采用兩級電路。前級電路可以選用含電容濾波的單相不可控整流電路對電能進行轉換，后級由隔離型全橋Buck電路構成?？傮w要求是先將AC176-264V整流濾波，然后再經(jīng)過BUCK電路穩(wěn)壓到24V?？紤]到變換器最大負輸出功率為1000W，因此需采用功率級較高的Buck電路類型，且必須保證工作在CCM工作狀態(tài)下，因此綜合考慮，本文采用全橋隔離型Buck變換器。其主電路拓撲結構如下圖所示：圖1-1 主電路拓撲結構1.2開

2、關電源電路穩(wěn)態(tài)分析下面將對全橋隔離型BUCK變換器進行穩(wěn)態(tài)分析，主要是推導前級輸出電壓與后級輸出電壓之間的關系，為主電路參數(shù)的設計提供參考。將前級輸出電壓代替前級電路，作為后級電路的輸入，且后級BUCK變換器工作在CCM模式，BUCK電路中的變壓器可以用等效電路代替。由于全橋隔離型BUCK變換器中變壓器二次側存在兩個引出端，使得后級BUCK電路的工作頻率等同于前級二倍的工作頻率，如圖1-1所示。在的工作時間內，總共可分為四種開關階段，其具體分析過程如下：1) 當時，此時、和導通，其等效電路圖如圖1-2所示。圖1-2 在時等效電路（1-1）（1-2）（1-3）2) 當時，此時全部關斷，和導通，其

3、等效電路圖如圖1-3所示。此時前級輸出為0，假設磁化電流為0，則流過和電流相等，均為。圖1-3 在時等效電路（1-4）（1-5）（1-6）3) 當時，此時、和導通，其等效電路圖如圖1-2所示。圖1-4 在時等效電路（1-7）（1-8）（1-9）4) 當時，此時全部關斷，和導通，其等效電路圖如圖1-3所示。在這個工作過程，所有開關和第二階段是同一狀態(tài)，因此其分析過程和結果是相同的。通過以上分析可以驗證前述有關前級和后級工作頻率的關系。由第一和第三階段、第二和第四階段推導的式子是相同的，因此后級BUCK電路在重復工作狀態(tài)。由變壓器一次側電壓，二次側電感電流，一次側電壓可以再次驗證上述關系，如圖1-

4、5所示。圖1-5 全橋變換器部分電壓電流波形根據(jù)后級BUCK電路電感L的伏秒平衡原則，由式子（1-1）和（1-2）可得：（1-10）（1-11）在選取變壓器的變比時，要考慮占空比的調節(jié)范圍，盡可能使得調節(jié)范圍更大。結合規(guī)格和濾波電路輸出電壓的雙項要求，最小輸出電壓和最大輸出電壓分別為248.9V和373.3V.則由此可計算占空比的最大和最小值為：（1-12）（1-13）因此綜合考慮，變壓器的變比選為0.2。1.3開關電源主電路參數(shù)設計1.3.1開關電源前級參數(shù)的設計通常在設計不可控整流的濾波電容時，要根據(jù)負載的實際情況而選擇電容C值。帶濾波電容的不可控整流電路輸出電壓和充放電時間常數(shù)有關。當時

5、間常數(shù)無窮大時，輸出電壓為交流電壓的峰值；當放電時間比較小時，輸出電壓為輸入電壓有效值的0.9倍。實際設計時，通常要求時間常數(shù)要滿足式（1-14），此時輸出電壓為交流電壓有效值的1.2倍。（1-14）其中T為交流電源的周期，R為負載的等效阻值，并且考慮到實際電源中電容C體積的限制，因此考慮電容的值滿足下式：（1-15）考慮到在穩(wěn)態(tài)時且理想情況下，后級的輸入功率和負載功率相等，再根據(jù)式子（1-15）可得：（1-16）（1-17）（1-18）設交流電源的頻率為50Hz，計算得到,在實際電路中，考慮到后面輸入電壓和負載階躍變化對輸出電壓波形的影響及考慮一定的裕量，選擇為，電容承受最大電壓為最大輸入電

6、壓的幅值373.3V。綜合以上，并考慮成本，選擇Vishay公司057PSM-SI47331E3型鋁電解容，耐壓450V,電容值330uF。1.3.2開關電源后級參數(shù)的設計1) 本設計選用MOSFET管，加在其上面的最大電壓為整流輸出電壓的最大值即VM=373.3V。當負載功率最大時，負載電流為最大值即250A。流過MOSFET的最大電流為Igmax=7.10A。本文選用Infineon MOSFET,型號為IPB50R299CP。主要參數(shù)為：VDS=550V,ID=12A，RON=0.299。2) 二極管上通過的最大電流為ID=125A，電壓最大值為：VDmax=0.05×373.

7、3V=18.665V。由于開關頻率較高，所以選用快恢復二極管和肖特基二極管，但快恢復二極管導通壓降大，損耗大，故選擇本文選用Vishay肖特基二極管。取適當?shù)碾妷弘娏髟Ａ?，型號選為M6035C。主要參數(shù)為IF=60A,VRRM=35V,VF=0.55V。3) 由開關電源的規(guī)格要求可知，輸出電壓超調不能大于0.5V。因此在后級電容設計時要考慮，電容電壓的紋波值也要小于0.5V，又由于變換器要工作在CCM模式下。由變換器穩(wěn)態(tài)分析可推導電感的計算方法。圖1-6 等效后的BUCK變換器變換器要工作在CCM模式下，因此電感的設計尤為重要。由于開關頻率為80kHZ，由前所述則等效BUCK電路的開關頻率為1

8、60kHZ。有電流紋波公式知：（1-19）假設紋波電流為1A,計算得到，綜合考慮裕度，則L選取。由于后級電容設計時要考慮，電容電壓的紋波值要小于0.25V。電容電壓紋波式子如下： （1-21）（1-22）將最大紋波值、負載電壓并且考慮最小占空比，計算得，同時考慮輸出電容對紋波的影響，則C選取390uF。2系統(tǒng)開關模型建立和控制器的設計基于小信號開關等效模型理論，對全橋隔離型Buck變換器進行系統(tǒng)建模。由于開關電源的規(guī)格要求輸出穩(wěn)定直流電壓，因此維持電壓穩(wěn)定是本次設計的關鍵。在復頻域下進行控制器設計時，將電容電壓小信號變量作為其輸出，輸入電壓小信號變量和占空比小信號變量作為輸入，分別求出其傳遞函

9、數(shù)，然后通過PI調節(jié)器對其進行校正，以其達到其規(guī)格要求。2.1系統(tǒng)開關模型的建立由前述可知，后級BUCK電路在重復一次工作狀態(tài)。因此系統(tǒng)建模只需考慮一個變量周期。在分析時，考慮MOSFET的導通電阻RON和續(xù)流二極管的導通壓降VD。根據(jù)移動平均理論，對和兩個階段的關系式進行處理，如下所示：在 時有： （2.1）在時： (2.2)由電感伏秒平衡和電容安秒平衡得： （2.3）進行擾動分析令： （2.4）把式（2.4）代入式（2.3）中只保留一階項得： （2.5）由式（2.5）得電路的交流小信號等效電路如下圖（2.1）所示。圖（2.1）全橋整流Buck電路的交流小信號等效電路2.2 系統(tǒng)頻域特性計算

10、帶有反饋環(huán)節(jié)以及補償器的變換器系統(tǒng)框圖如圖（2.2）所示3。圖（2.2）帶有反饋環(huán)節(jié)以及補償器的系統(tǒng)框圖令 （2.6）結合式（2.6）把圖（2.1）表示如下：圖（2.3）全橋Buck電路隨vin,d和ilosd變化的電路模型則由圖（2.2）可得： （2.7） （2.8） （2.9）設計系統(tǒng)框圖如圖（2.4）所示。圖（2.4） 控制系統(tǒng)框圖取V，由式（2.10）： （2.10）得H=1，取三角載波幅值為24V則圖（2.4）中VM=24。回路增益： （2.11）2.3 補償器設計與分析2.3.1 補償器的設計進行分析時取Vin=220V，Vg=311V，V=24V,L=10uH,C=50uF,RO

11、N=0.299,DL=50%。輸出功率為100W，則Ig=nI=5A，R=0.05由式（1.12）可知D=0.321，n=0.2，未設置補償器時Gc(s)=1。把以上數(shù)據(jù)帶入式（2.11）得： (2.12)由Matlab繪制其開環(huán)頻率特性曲線如圖（2.5）所示。由圖（2.5）及Matalb語句可知未設置補償器時環(huán)路增益的截止頻率為7.29kHz相角裕度為92.6度。由此可知開環(huán)特性無法滿足設計要求，截止頻率偏低，相角裕度偏高；可以采取降低增益的方法來降低系統(tǒng)的截止頻率適當降低相角裕度可采用PI調節(jié)器作為補償器，PI補償器的傳遞函數(shù)： （2.13）令則： （2.14） （2.15）圖（2.5）開

12、環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性曲線本設計要求截止頻率足夠高但是應小于開關頻率的10%即8kHZ，由圖（2.4）知未設置補償器時環(huán)路增益的幅值為-8.71dB，取補償器在8kHZ時的增益為8.71dB即1.5457，為使補償后環(huán)路增益T（s）的相角裕度調低故PI調節(jié)器在截止頻率處的相角取-47.2度需要較大，由式（2.12）以及（2.13）取kP=1.4792,kI=。補償后環(huán)路增益T（s）的幅頻特性曲線如圖（2.5）所示，由圖(2.5)可知補償后開環(huán)增益的截止頻率為2931HZ，相角裕度為67.70度，利用Matlab繪制補償后系統(tǒng)零極點分布圖如圖（2.6）所示，由該圖可知在零極點分布圖中補償后環(huán)路增益的

13、極點坐標分別為（-,0），（-1950,0）,(0,0)其中（0,0）由PI補償器引入；極點均在分布圖的左半平面由此可知該系統(tǒng)是可以調節(jié)為穩(wěn)定的。以及的幅頻特性曲線分別如圖（2.7）以及圖（2.8）所示。2.3.2對系統(tǒng)的討論補償前系統(tǒng)的截止頻率為3.4KHZ，相角裕度為94.74度截止頻率高于設計要求相角裕度滿足設計要求但是有些偏大，這樣會使系統(tǒng)響應時間較長不利于系統(tǒng)的調節(jié)。補償后系統(tǒng)截止頻域約為3KHZ，相交裕度降低為67.70度。如果進一步提高截止頻率會超過設計要求。補償后環(huán)路增益在100HZ處的增益為46.4dB?？梢酝ㄟ^適當提高補償器的積分系數(shù)kI進一步增加100HZ處的增益，因為隨

14、著頻率的提高積分系數(shù)對增益的影響會迅速降低從而不會對截止頻率有明顯提高從而使系統(tǒng)不滿足要求，但是在低頻處kI對系統(tǒng)增益的影響較為顯著；故適當提高積分系數(shù)可提高100HZ處的增益但是不會是系統(tǒng)的截止頻率超過設計要求也不會使相角裕度低于設計要求。圖（2.5）補償后環(huán)路增益的頻率特性曲線圖（2.6） 補償后環(huán)路增益零極點分布圖圖（2.7） T/1+T的幅頻特性曲線圖（2.8）1/1+T的幅頻特性曲線3 系統(tǒng)的仿真本文1,2章已設計了變化器系統(tǒng)及其補償器下面使用Saber仿真軟件對系統(tǒng)進行仿真分析。在saber中搭建仿真模型如圖（3.1）所示，載波選取文獻3第七章所述的三角波，模型中交流電源的頻率取工

15、頻50HZ。3.1 負載電壓為24V時系統(tǒng)的仿真與分析3.1.1 未調節(jié)系統(tǒng)設計參數(shù)時時的仿真與分析輸入電壓取最小值96V，載波使用頻率為60KHZ的三角波（經(jīng)過相應模塊的配合，MOSFET的觸發(fā)信號為30KHZ）。未設置補償器時當負載在6ms由500W變?yōu)?000W時負載電壓波形如圖（3.3）所示。由圖（3.3）所示在負載為500W時負載電壓的調節(jié)時間為3.80ms，無超調，穩(wěn)態(tài)值為21.89V，在6ms負載變?yōu)?000W時負載電壓由21.89V變?yōu)?.90V經(jīng)3.8ms后趨于穩(wěn)定最終穩(wěn)態(tài)值為21.89V。當負載為800W，5ms時輸入電壓由180V變?yōu)?60V時輸入電壓波形圖如圖（3.3）

16、（之后變換器輸入電壓變化時圖形均如圖（3.4）所示）所示，負載電壓波形如圖（3.4）所示（。由圖（3.4）可知當輸入電壓由180V變?yōu)?60V時負載電壓會逐漸變大最后穩(wěn)定在23.08V調節(jié)時間為1.5ms無超調。 圖（3.2） 6ms時負載由500W變?yōu)?000W時負載電壓波形圖（3.3） 6ms時輸入電壓由180V變?yōu)?60V輸入電壓波形圖（3.4）負載為800W輸入電壓由180變?yōu)?60V負載電壓波形有以上仿真結果可知當未加入補償器時系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差很大，最大為6.9V即為14.4%；負載電壓調節(jié)時間在1ms-3ms之間，波形無超調。系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差過大需要重新調節(jié)。3.1.2設置補償器時系統(tǒng)

17、的仿真在3.1.1（輸入電壓為96V）的基礎上添加PI補償器其中比例系數(shù)為2.2，積分系數(shù)為49。負載電壓波形圖如圖（3.5）所示。當負載功率為500W時負載電壓穩(wěn)態(tài)值為23.55V與設計值偏差0.94%，調節(jié)時間為4.35ms，超調量為0.3V，紋波電壓分峰峰值為0.078V；6ms時負載功率變?yōu)?000W時負載電壓由24V下降為6.16V新的穩(wěn)態(tài)值為23.62V（與設計值偏差為0.78%），調節(jié)時間為2.63ms。穩(wěn)態(tài)值放大后的圖像如圖（3.6）所示，負載波形穩(wěn)定后其紋波電壓峰峰值為0.012V。圖（3.5） 負載功率由500W變?yōu)?000W時負載電壓波形圖圖（3.6） 負載變化后負載電壓

18、穩(wěn)態(tài)波形放大圖當負載為800W輸入電壓由180V變?yōu)?60V時負載電壓波形如圖（3.7）所示。當輸入電壓為180V時負載電壓穩(wěn)定值為23.81V即與設計值偏差為0.40%，調節(jié)時間為3.90ms，無超調，紋波電壓峰峰值為0.051V；負載在6ms時輸入電壓變大經(jīng)過一定時間的調節(jié)負載電壓達到穩(wěn)態(tài)值24.87V，調節(jié)時間為1.60ms，無超調，紋波較大,圖（3.8）為其穩(wěn)態(tài)值的波形放大圖由圖可知紋波電壓的峰峰值為0.065V。圖（3.7）輸入電壓由180V變?yōu)?60V時負載電壓波形圖（3.8）輸入電壓變化后負載電壓穩(wěn)態(tài)波形放大圖由以上結果可知加入補償器后各項指標均滿足設計要求。3.2 損耗驗證隨著輸出功率的增加流過電源的電流也會增大則二極管和MOSFET的損耗也隨之增加，在進行效率運算時分母隨之線性增加但是MOSFET損耗與流過其電流的平方正正比電流的變化其損耗受電流影響十分明顯；在同等輸出功率情況下輸入電壓越小則流過器件的電流越大。負載電壓為23.85V近似為24V，則輸出功率已達到1000W；將電傳感器放在整流二極管的外側得到電流波形如圖（3.9）所示，對其進行平均值的求取得Iav=31.4A，則二極管導通損耗為；圖（3.11）給出整流二