基于雙環(huán)控制和重復(fù)控制的逆變器研究

1、基于雙環(huán)控制和重復(fù)控制的逆變器研究摘要：研究了一種基于雙環(huán)控制和重復(fù)控制的逆變器控制技術(shù)，該方案在電流 環(huán)和瞬時(shí)電壓環(huán)之外附加了一個(gè)重復(fù)控制環(huán)。在實(shí)現(xiàn)輸出電壓解耦和擾動(dòng)電流 補(bǔ)償后，根據(jù)無差拍原理設(shè)計(jì)的雙環(huán)控制器使逆變器達(dá)到了很快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速 度；位于外層的重復(fù)控制器則提高了穩(wěn)態(tài)精度。該方案在一臺(tái)基于DSPTMS320F24控制系統(tǒng)的PW逆變器上得到驗(yàn)證。關(guān)鍵詞：逆變器；雙環(huán)；無差拍；重復(fù)控制引言 隨著閉環(huán)調(diào)節(jié)PWMK變器在中小功率場合中的大量使用，對(duì)其輸出電壓波形的 要求也越來越高。高質(zhì)量的輸出波形不僅要求穩(wěn)態(tài)精度高而且要求動(dòng)態(tài)響應(yīng) 快。傳統(tǒng)的單閉環(huán)系統(tǒng)無法充分利用系統(tǒng)的狀態(tài)信息，因此，將輸

2、出反饋改為狀態(tài) 反饋，在狀態(tài)空間上通過合理選擇反饋增益矩陣來改變逆變器一對(duì)太接近s域虛軸的極點(diǎn)，增加其阻尼，能達(dá)到較好的動(dòng)態(tài)效果。單閉環(huán)在抵抗負(fù)載擾動(dòng)方 面與直流電機(jī)類似，只有當(dāng)負(fù)載擾動(dòng)的影響最終在輸出端表現(xiàn)出來以后，才能 出現(xiàn)相應(yīng)的誤差信號(hào)激勵(lì)調(diào)節(jié)器，增設(shè)一個(gè)電流環(huán)限制啟動(dòng)電流和構(gòu)成電流隨 動(dòng)系統(tǒng)也可以大大加快抵御擾動(dòng)的動(dòng)態(tài)過程。瞬時(shí)值反饋采取提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響 應(yīng)的方法消除跟蹤誤差，但靜態(tài)特性不佳，而基于周期的控制是通過對(duì)誤差的 周期性補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)無靜差的效果，它主要分為重復(fù)控制和諧波反饋控制。本文提出了一種基于雙環(huán)控制和重復(fù)控制的逆變器控制方案，兼顧逆變器動(dòng)靜 態(tài)效應(yīng)，另外使用狀態(tài)觀測器提

3、高數(shù)字控制系統(tǒng)性能。1逆變器數(shù)學(xué)模型單相半橋逆變器如圖1所示，L是輸出濾波電感，C是輸出濾波電容，負(fù)載任 意，r是輸出電感等效電阻和死區(qū)等各種阻尼因素的綜和。 U是逆變橋輸出的 PWNfe壓。選擇電感電流iL和電容電壓vc作為狀態(tài)變量，id看作擾動(dòng)輸入，得到半橋逆 變器的連續(xù)狀態(tài)平均空間模型為根據(jù)式，很容易得到逆變器在頻域下的方框圖，如圖 2所示。PW逆變器的 動(dòng)態(tài)模型和直流電機(jī)相似，轉(zhuǎn)速伺服系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方法在這里也適用。本文借鑒 直流電機(jī)雙環(huán)控制技術(shù)，并改造成為多環(huán)控制系統(tǒng)，在逆變器波形控制上取得 了很好的效果。2控制方案分析本控制方案包括雙環(huán)控制系統(tǒng)和位居外層的重復(fù)控制系統(tǒng)。在瞬時(shí)波形控制場

4、 合，控制算法的執(zhí)行時(shí)間和 A/D轉(zhuǎn)換延時(shí)相對(duì)于采樣周期通常不可忽略，有必 要采用狀態(tài)觀測器，利用其預(yù)測功能將控制算法提前一拍進(jìn)行。本方案采用無 差拍觀測器對(duì)輸出電壓和電感電流進(jìn)行預(yù)測。2. 1雙環(huán)控制雙環(huán)控制系統(tǒng)框圖如圖3所示，Z (s)是未知的負(fù)載。需要檢測和反饋的信號(hào) 有三個(gè)，即電感電流iL，輸出電壓vc，負(fù)載電流id。電感電流檢測為電流環(huán) 而設(shè)。與直流電機(jī)相似，檢測輸出電壓不僅用于電壓瞬時(shí)波形控制而且實(shí)現(xiàn)輸 出電壓解耦，消除輸出電壓對(duì)電流環(huán)的擾動(dòng)，減輕電流環(huán)控制器的負(fù)擔(dān)。同 樣，負(fù)載電流對(duì)瞬時(shí)電壓環(huán)來說也是一個(gè)外部擾動(dòng)，補(bǔ)償負(fù)載電流能有效抑制 其對(duì)輸出波形的影響，提高穩(wěn)態(tài)精度。正是由于

5、對(duì)負(fù)載電流進(jìn)行了補(bǔ)償，電流 環(huán)無須對(duì)負(fù)載電流的擾動(dòng)進(jìn)行抑制，所以，本方案沒有反饋電容電流，而將擾 動(dòng)包含在反饋環(huán)路的前向通道內(nèi)。若采用電容電流反饋，要得到良好的擾動(dòng)抑 制效果，必將導(dǎo)致電流環(huán)的增益過大。這不僅對(duì)穩(wěn)定性不利，而且造成超調(diào)增 大，電流跟蹤的快速性受影響。模擬控制系統(tǒng)的閉環(huán)極點(diǎn)離虛軸越遠(yuǎn)則動(dòng)態(tài)響應(yīng)越快，但無法將其配置到s平面的負(fù)無窮處，而s平面的負(fù)無窮被映射到z平面原點(diǎn)，若將數(shù)字控制系統(tǒng)的 閉環(huán)極點(diǎn)全部配置到平面原點(diǎn)，則可以達(dá)到極快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，這就是所謂 的無差拍技術(shù)。由于本方案實(shí)現(xiàn)了輸出電壓解耦和負(fù)載電流補(bǔ)償，電流環(huán)和電壓環(huán)的結(jié)構(gòu)大大 簡化，控制器的設(shè)計(jì)可以簡單到僅僅采用P環(huán)節(jié)

6、。這里采用無差拍原理確定電流環(huán)控制器KC和瞬時(shí)電壓環(huán)控制器KV2.1.1電流環(huán)設(shè)計(jì)圖4(a)所示為電流環(huán)框圖，為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓交叉反饋解耦，控制算法由式(2)給出。vcom(k)=KC iL 衣(k) iL(k)+ vc(k) (2)式中：iL *是電感電流指令；vcom是電流環(huán)計(jì)算出的控制量。圖4(b)是解耦后簡化的電流環(huán)框圖，ZOH是零階保持器。采用零階保持器法將控制對(duì)象離散化。Gc(z)=Z(1-e -ts)/s)(1/L)/(s+a)=1/r(1-e -aT)/(z-e -aT) (3)式中：T是采樣周期；a=r/L。閉環(huán)系統(tǒng)的特征方程是根據(jù)無差拍原理，將其特征根全部配置在原點(diǎn)，于是有

7、2.1.2瞬時(shí)電壓環(huán)設(shè)計(jì)由于電流環(huán)的截止頻率高于瞬時(shí)電壓環(huán)，對(duì)電流指令的跟蹤速度要遠(yuǎn)快于瞬時(shí) 電壓環(huán)對(duì)波形的跟蹤，在設(shè)計(jì)瞬時(shí)電壓環(huán)時(shí)可認(rèn)為內(nèi)環(huán)是一個(gè)常數(shù)增益環(huán)節(jié)。圖5(a)是瞬時(shí)電壓環(huán)框圖。對(duì)負(fù)載電流進(jìn)行補(bǔ)償后，相應(yīng)的控制算法由式(6)給出。icom(k)=KVvref(k) vc(k)+ id(k) (6)式中：vref是正弦參考電壓；icom是電壓環(huán)算出的電流環(huán)指令。圖5(b)是補(bǔ)償負(fù)載電流后且忽略電流環(huán)動(dòng)態(tài)過程的簡化電壓環(huán)。同樣用無差拍 原理確定電壓環(huán)控制器KV用零階保持器法得到離散的控制對(duì)象的傳遞函數(shù)為其閉環(huán)特征方程是z 1-(KvT/C)=O(8)將閉環(huán)特征根全部配置在原點(diǎn)，得到KV

8、=C/T (9)圖6是逆變器對(duì)數(shù)頻率特性曲線，虛線為開環(huán)頻率特性，實(shí)線為經(jīng)過解耦和補(bǔ) 償后雙環(huán)無差拍系統(tǒng)的閉環(huán)頻率特性。很明顯，逆變器開環(huán)諧振峰被削掉了， 原來的欠阻尼性質(zhì)得到了極大的改善，對(duì)于穩(wěn)定性也有利。閉環(huán)帶寬增加到 2kHz，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度大大加快。瞬時(shí)電壓環(huán)對(duì)負(fù)載電流進(jìn)行的補(bǔ)償在一定程度上抑制了由負(fù)載引起的波形畸 變。但這種補(bǔ)償只有在電流環(huán)的傳遞函數(shù)為 1時(shí)才能進(jìn)行完全，否則，給出的 補(bǔ)償信號(hào)總存在相位誤差。在設(shè)計(jì)瞬時(shí)電壓環(huán)時(shí)只能近似認(rèn)為電流環(huán)傳遞函數(shù) 為1,所以，雙環(huán)系統(tǒng)雖然能達(dá)到很快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，但對(duì)抑制整流性負(fù)載 造成的波形畸變效果有限。為了得到更好的穩(wěn)態(tài)波形，勢必采用一種能完

9、全補(bǔ) 償擾動(dòng)的方案，重復(fù)控制就是一種成熟有效的手段。本控制方案在電流電壓雙 環(huán)的基礎(chǔ)上加入一個(gè)重復(fù)控制環(huán)構(gòu)成復(fù)合控制系統(tǒng)。它位于雙環(huán)的外層，對(duì)穩(wěn) 態(tài)波形質(zhì)量進(jìn)行控制。2. 2重復(fù)控制器設(shè)計(jì)如圖7所示，PB(z)是設(shè)計(jì)好的雙環(huán)系統(tǒng)，負(fù)載及其他因素的影響由擾動(dòng)量d等效。重復(fù)控制器的輸出疊加于原有的參考輸入之上，以產(chǎn)生矯正作用。重復(fù)控 制器由周期延遲正反饋環(huán)節(jié)和補(bǔ)償器 KrzkS(z)組成，N是數(shù)字控制器每周期的 采樣次數(shù)，Q(z)用以增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，常取為 0.95。周期延遲正反饋環(huán)節(jié)對(duì) 逆變器輸出誤差進(jìn)行逐基波周期的累加。補(bǔ)償器的作用是與逆變器對(duì)象實(shí)現(xiàn) 中、低頻對(duì)消和高頻衰減，這樣重復(fù)內(nèi)模(即

10、周期延遲正反饋環(huán)節(jié))給出的補(bǔ) 償信號(hào)才能幅值和相位均正確地與擾動(dòng)對(duì)消，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)波形的無差。PB(z)是加雙環(huán)之后的等效逆變器對(duì)象，從圖 6可以看出其諧振峰已經(jīng)被抵消，因此，補(bǔ) 償器的設(shè)計(jì)大大簡化，只須完成高頻衰減和相位補(bǔ)償?shù)墓δ堋r是重復(fù)控制器增益，S(z)取為一個(gè)截止頻率與PB(z)近似的二階濾波器以實(shí)現(xiàn)高頻衰減，超 前環(huán)節(jié)Zk實(shí)現(xiàn)S(z)PB(z)的相位補(bǔ)償。由于超前環(huán)節(jié)的存在，所以引入周期延 遲環(huán)節(jié)z N,否則，重復(fù)控制器無法物理實(shí)現(xiàn)。因?yàn)閦 N的引入，重復(fù)控制器對(duì)擾動(dòng)的矯正要延遲一個(gè)基波周期，但是位于內(nèi) 層的雙環(huán)無差拍控制器則對(duì)擾動(dòng)有著極快的抑制作用。相反地，雙環(huán)無差拍控 制器對(duì)擾動(dòng)

11、的補(bǔ)償是有限的，而重復(fù)控制的引入可將擾動(dòng)近乎完全補(bǔ)償，穩(wěn)態(tài) 效果極佳。此外，如圖6所示，雙環(huán)控制使逆變器對(duì)象的截止頻率加大到 2kHz,重復(fù)控制器的補(bǔ)償范圍也得以擴(kuò)大。3系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)驗(yàn)本控制方案在一臺(tái)基于DSPTMS320F24控制系統(tǒng)的IGBT單相半橋逆變器實(shí)驗(yàn)裝 置上得到了驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)裝置參數(shù)為：濾波電感 1.14mH濾波電容20卩F;輸入 直流電壓250V;輸出交流電壓幅值100乂開關(guān)和采樣頻率均為10kHz，根據(jù)上述分析，計(jì)算出KV=0.2, KC=11.1。加雙環(huán)后的等效逆變器控制對(duì)象是PB(z)= (10)據(jù)此選擇二階濾波器S(z)= (11)超前環(huán)節(jié)是z4,取Kr=1, N=200圖8是雙環(huán)系統(tǒng)帶非線性負(fù)載時(shí)的波形，THD達(dá)4.84 %，可見瞬時(shí)電壓環(huán)對(duì)電 流擾動(dòng)的補(bǔ)償效果有限。圖9是復(fù)合控制系統(tǒng)負(fù)載突加過程，在突加阻性負(fù)載 時(shí)，經(jīng)0.5ms波形便恢復(fù)正常，在最惡劣的情況