大功率直流電機測試電源電路設計

1、大功率直流電機測試電源電路設計中心議題：大功率直流電動機測試電源設計解決方案：主電路設計 控制電路設計 驅(qū)動電路設計直流電機相對交流電機有調(diào)速性能優(yōu)良、調(diào)速方便、平滑、調(diào)速范圍廣等優(yōu)點，因此仍然廣泛應用于很多工業(yè)場合。直流調(diào)速主要有以下幾種方式：電樞串電阻調(diào)速、改變電樞電壓調(diào)速、PWM直流調(diào)整系統(tǒng)雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)、數(shù)字式直流調(diào)速系統(tǒng)和改變勵磁的恒功率調(diào)速。直流電動機測試電源要根據(jù)直流電動機的試驗要求進行調(diào)壓試驗、輕載試驗、負載試驗和過載試驗，還要 進行動態(tài)過程試驗等。這就要求其具有連續(xù)調(diào)壓、過流功能，并要求響應速度快。本篇文章將介紹大功率 直流電動機測試電源設計。一、主電路設計1整流電路計算

2、整流電路選用的是三相不控整流。這個電路的特點是簡單、快速，而且輸岀波形能夠滿足逆變電路的要求輸入整流濾波電路的主要作用是將交流電壓變?yōu)橹绷麟妷?；此外，還要具有一定的輸岀電壓保持能力，既 能防止來自電網(wǎng)的干擾進入電源，又能防止電源產(chǎn)生的干擾。二極管應當按照有效值選取，如下是計算過程。整流輸出電壓Ud的波形在一個周期內(nèi)波動 6次，且脈動波形相同，因此：(7 = Jj3 V6(72 sin 押血(>vf)= 2.34t/2U2為相電壓有效值，其值為 220VUd=2.34 X220=514VId=P0/Ud X0.8=122AP0 為 50kW，效率 n 取 0.8，所以 P0=UdX Id

3、)0.8，流過整流二極管電流的有效值為:而每只整流二極管承受的最大反壓為:%二爐爺口"9卩考慮到電網(wǎng)電壓的波動-10%+10%，二極管最小參數(shù)應?。篒A(VT)=I(VT) X1.1=78A ;UFM=URM 1.1=593V，所以，二極管額定參數(shù)為：200A、1200V。因此選擇的二極管型號為ZP200-ZL20螺栓型普通整流二極管。圖1主電路圖2濾波電容計算電源中工頻濾波器接在工頻整流與逆變電路之間，既能將脈動電流變?yōu)槠交闹绷鳎€能抑制高頻干擾,尤其是變換中產(chǎn)生的高頻干擾。濾波電容最好選用等效串聯(lián)電阻低且電容量大的電解電容，因為等效串聯(lián)電阻值對輸岀脈動電壓值有直接影響。因此，為

4、了減少等效串聯(lián)電阻，用4個電容串并聯(lián)，獲得所需的電容量電路。電網(wǎng)電壓為380V ,不考慮波動，空載直流電壓Ud0約為線電壓峰值540V。在帶負載時，電壓有所下降,電容電壓：Ud=1.35 X380=513V( 5)輸入電流Id，即高頻變壓器輸入電流 125A。直流側(cè)電壓在帶負載時是脈動的，如圖2所示。最大電壓降 U按10%考慮。在T1區(qū)間內(nèi)，電容C向負載放電，在T/6區(qū)間完成一個充放電周期。圖2濾波電容濾波過程分析假定在電容放電期間放電電流恒定，則:Id=C U/T1(6)5 -At/ = Ud. * COS/6 -爲)由式(7 )得歸®"%(9)式中，Id為輸入電流125

5、A ; U為電壓變化量( U =UdOX 10%=54V) ; T1為電容放電時間；UdO為空載直流電壓540V ; T為工頻交流電周期 20ms ;為工頻交流電角頻率)，可得：125£54V225 *1000= 5093(10)電容承受的線電壓峰值 540V。實際中，采用4個5600gF/400V的電解電容和2個大電阻并聯(lián)為一組，用2組串聯(lián)在一起組成濾波電容組。其電容量為5600 gFo大于計算值，濾波效果滿足小于10%的要求。因此，選擇DCMCE 1669 型電解電容，其規(guī)格為 5600gF/400V。由于電解電容不是理想的電容，它本身的阻抗對電容兩端的電壓會有影響，而且電壓是脈

6、動的，所以為了穩(wěn)定其兩端電壓，使每組電容的兩端電壓相等，分別在每組電容兩端并聯(lián)了一個均壓電阻R2、R3，選擇R2=R3=30kQ o至于濾波前面的去高頻干擾的電容C1，其電容量是很難確定的，因為高頻干擾包括電網(wǎng)的干擾，也包括電源的干擾，所以可試選取 C仁(2.5 ±5%)或該數(shù)量級其他電容，只要電容 C1的耐壓峰值滿足即可以，耐壓峰值Up=600V o電容輸入式整流濾波電路在接通交流電壓時，由于電容充電，往往引起較大的浪涌電流。在此，選擇的限 流電阻R1為20Q/20W。起動后，延時一段時間后，開關(guān)S1合上，把R1從主電路中去除。3逆變電路計算對于逆變電路選取的是全橋逆變電路，采用I

7、GBT作為開關(guān)器件。IGBT集MOSFET和GTR的優(yōu)點于一體，具有功率MOSFET高輸入阻抗，熱穩(wěn)定性好，驅(qū)動功率小的特點，又具有GTR通態(tài)電壓低，導電損耗小而耐壓高的優(yōu)點。對主電路進行計算，并根據(jù)設計目標的需要對IGBT進行選型。IGBT的作用是通過它的周期性開和關(guān)作用，把直流電壓變換成方波電壓，它是逆變電路的關(guān)鍵核心元件。由于它比較脆弱， 對它的設計、選擇直接關(guān)系到整個系統(tǒng)的安全、可靠。所以，選擇的參數(shù)必須在其正向偏置安全區(qū) (FBSOA)計算參數(shù)時留有的裕量較大。額定電壓輸入電網(wǎng)電壓整流濾波后，直流輸岀的電壓最大值：<2E7*1.1*5 = 72* 380K* 1.1*1.1 =

8、 650(11)其中，Ud為IGBT承受的穩(wěn)態(tài)最大電壓，U為電網(wǎng)電壓有效值為 380V ; 1.1為波動系數(shù)；a安全系數(shù)取1.1。關(guān)斷時的峰值電壓 Uce為988V，額定電壓應向上取，實際電壓等級值取1200V。 額定電流 Ic 高頻變壓器一次側(cè)電流I仁12 純2/N1=125A其中， I1 為高頻變壓器一次側(cè)電流， I2 為測試電源輸出電流， N1、N2 為高頻變壓器一次側(cè)和二次側(cè)匝數(shù)。每只IGBT管上的平均電流I為63A。額定電流Ic是IGBT手冊上給出的在結(jié)溫 25 'C條件下的額定值， lcs=186A。其中，Ics為IGBT額定電流計算值；I為每只IGBT管上的平均電流；1.

9、414為峰值系數(shù)；1.5 為Imin過載容量系數(shù)；1.4為Ic減小系數(shù)。額定電流Ic是根據(jù)管子電流等級按 200A取。綜上所述，IGBT 管的額定電壓為1200V，額定電流為200A。因此，IGBT選擇西門子大功率IGBT模塊BSM200GB120DLC 。4 輸出整流電路設計 開關(guān)整流二極管不僅應有短的反向恢復時間和小的反向恢復電流，而且反向電流的恢復速度以緩慢為好， 便于減小噪聲。常用的有摻金擴散型、外延型、肖特基型和快恢復型（PIN ）。其中，快恢復型的特點是正向壓降低，常溫時 0.85V，隨結(jié)溫升高，正向電壓降會更低，150 C時只有0.6V，和肖特基管接近；反向時間短，不大于200n

10、s ;反向漏電流在150 C時和額定電壓下只有 1mA，接近普通整流二極管。故選用 快恢復型二極管。對于單相全波整流電路，整流二極管額定電流：IN=0.5 X2=500A式中， IN 為整流二極管額定電流； I2 為電源輸出電流 1000A管上承受最大反壓：Um=2X U2=136V其中，U2為測試電源輸出電壓幅值 68V。考慮到留有一定的裕量，因此，二極管按電壓300V，電流2000A選取。最終選擇的是 ZK300-35ZT3 平板型快恢復二極管。二、控制電路設計本設計中控制電路選用移相控制。移相式 PWM 控制器通過移相，使全橋的四個開關(guān)輪流導通。在同一橋 臂的兩個開關(guān)管輪流導通過程中，通

11、過變壓器的漏感與開關(guān)管的輸出寄生電容組成諧振腔使電容上的電壓 以最快的速度放電，保證開關(guān)管處于零電壓開關(guān)狀態(tài) （ZVS） ，從而避免了開關(guān)工作過程中電壓電流的重疊。PWM 移相控制是通過 UC3875 的誤差放大器來實現(xiàn)的， 在 UC3875 的 4 角上接 PI 調(diào)節(jié)器， 利用電壓傳感 器將輸出電壓與給定基準電壓相比較，從而控制A、B與C、D之間的相位，最終調(diào)整波形占空比，使電源穩(wěn)定在預定值上。 A/B 、 D/C 兩個半橋，可單獨進行導通延時 （即死區(qū)時間 ）的控制，在該死區(qū)時間內(nèi)確保 下一個功率開關(guān)器件的輸出電容放電完畢，為即將導通的開關(guān)器件提供電壓開通條件。圖3所示是本設計的控制電路圖。UC3I75r*圖3控制電路三、驅(qū)動電路設計隨著IGBT在各類變流裝置中的廣泛應用，IGBT驅(qū)動模塊的選擇及其性能越來越引起使用者的重視。理想的驅(qū)動模塊除了應為IGBT提供足夠的開通和關(guān)斷柵壓外，還應具備迅速、可靠的保護功能，同時力求電路簡單、穩(wěn)定