有源電力濾波器三種基波提取方法的對(duì)比分析

1、有源電力濾波器三種基波提取方法的對(duì)比分析摘要：實(shí)現(xiàn)了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導(dǎo)放大 器-電容(OTA-C)連續(xù)時(shí)間型濾波器的結(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)和具體實(shí)現(xiàn)，使用外部可編程 電路對(duì)所設(shè)計(jì)濾波器帶寬進(jìn)行控制，并利用 ADS軟件進(jìn)行電路設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn) 證。仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為 126 MHz,阻帶抑制率大于 35 dB,帶內(nèi)波紋小于 0 5 dB,釆用 1. 8 V電源，TSMC 0. 18 Um CMOS工藝 庫(kù)仿真，功耗小于 21 mW,頻響曲線接近理想狀態(tài)。關(guān)鍵詞：Butte隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，電網(wǎng)中增加了大量的非線性負(fù)載，如大容 量變流設(shè)備、變頻設(shè)

2、備、開關(guān)電源等的廣泛應(yīng)用，導(dǎo)致大量諧波的產(chǎn)生，這些 諧波使電網(wǎng)電壓和電流波形發(fā)生畸變，使得電能質(zhì)量日益下降。有源電力濾波器(APF)在提高電能質(zhì)量上能有效地抑制諧波和電流畸變，APF還 具有對(duì)電網(wǎng)阻抗和諧波頻率適應(yīng)能力較好、實(shí)時(shí)補(bǔ)償諧波和及時(shí)補(bǔ)償無功功率 等優(yōu)點(diǎn)。有源電力濾波器主要是用于抑制和補(bǔ)償電網(wǎng)中的諧波，APF準(zhǔn)確及時(shí)補(bǔ)償諧波 的關(guān)鍵是必須通過某種檢測(cè)方法快速、準(zhǔn)確及時(shí)地獲取負(fù)載電流的諧波信號(hào)， 進(jìn)而產(chǎn)生補(bǔ)償信號(hào)以抵消電源中的諧波，達(dá)到諧波補(bǔ)償?shù)?LI的，乂因?yàn)?APF諧 波檢測(cè)法的實(shí)質(zhì)就是通過某種方法設(shè)法提取基波，從而檢測(cè)到諧波的 LI的，所 以有源電力濾波器諧波檢測(cè)法的關(guān)鍵轉(zhuǎn)化為提取

3、基波分量。本文研究諧波檢測(cè) 法中最關(guān)鍵的基波提取部分，即研究包括傳統(tǒng)的 pi-qi 法、平均值法以及正序 基波提取法。本文先研究理論然后在理論的基礎(chǔ)上從仿真的角度對(duì)三種方法進(jìn) 行比較分析。2三種基波提取法的基本原理2. 1基于瞬時(shí)無功功率理論的傳統(tǒng) ip-iq 法瞬時(shí)無功功率理論的傳統(tǒng) Pi-qi 法工作原理框圖如圖 1 所示，首先假設(shè)三相電 路各相電壓和電流的瞬時(shí)值分別為 ea、eb、ec和 id、ibic,它們分別經(jīng) 32C變換得到&、P正交坐標(biāo)系下的兩相瞬時(shí)電壓 ee eP和兩相瞬時(shí)電流 id、iB, &相電網(wǎng)電壓 ea經(jīng)過一個(gè)鎖相環(huán)(PLL)和一個(gè)正.余弦信號(hào)發(fā)生電路后

4、, 得到與 ae同相位的正弦信號(hào) sinwt和對(duì)應(yīng)的余弦信號(hào)-coswt,這兩個(gè)信號(hào)與 c-l 和 C23變換可以得到三相電流的基波分量 iaf、ibf、icf,用電源電流 ia、ib、ic 減去基波電流進(jìn)而得出三相電流的諧波分量 iah、ibh、ich。ia ib ic經(jīng) C32變換后得到的 ea、e P同 ia、B同 id、iB 起計(jì)算得出 ip、iq,ip、iq 經(jīng)過低通濾波器(LPF)得出 ip、iq 直流分量畫再通過反變換即可得基波分量 iaf、ibf、icf; ill 于由 iaf ibf、icf產(chǎn)生的,因此由圖 1傳統(tǒng)的 ip-iq 法原理圖其中:2. 2基于瞬時(shí)無功功率理論的平

5、均值法平均值法利用電流平均值原理，在基于瞬時(shí)無功功率理論基礎(chǔ)上建立的一種相 對(duì)于傳統(tǒng) Pi-qi 法改進(jìn)了的基波提取法，該法最關(guān)鍵部分即提取岀直流分量用 平均值原理建立的模塊分離得到與基波分量對(duì)應(yīng)的直流量，進(jìn)而提岀相應(yīng)的基 波分量。該平均值模塊框圖如圖 2 所示，該框圖包括積分、延遲、減法和增益 模塊，其中 T 為電源周期，延遲模塊的輸出是電流積分延遲 T/6的值。該方法整個(gè)丄作原理框圖同傳統(tǒng)的 ip-iq 法相比僅是把 LPF換成了如圖 2 的模 塊。圖 2平均值法中積分延時(shí)增益環(huán)節(jié)框圖對(duì)稱的三相負(fù)載電流經(jīng)過傅里葉分解變換得下式:山上式可以看出 ip、iq 中除直流分量外，還可以看出交流分量

6、的周期為電源周 期的1/6,即交流分量在 1/6 個(gè)電源周期內(nèi)的平均值為 0。因此通過平均值算法 可以得到 ip和 iq 的直流分量 ip 和 iQo平均值模塊公式算法如下：2. 3正序法正序法整個(gè)原理框圖如圖3所示， 該法僅用了一個(gè)正序基波提取器模塊代替?zhèn)?統(tǒng)ip-iq法中的 LPF, PLL以及坐標(biāo)變換。正序基波提取器基本原理是把輸入信 號(hào)源經(jīng)過拉普拉斯變換得表達(dá)式(6),當(dāng)輸入信號(hào)源中除了基波分量外還含有其 他諧波分量時(shí)，通過式(6)的運(yùn)算可以得到基頻正弦信號(hào)的幅值積分信號(hào)，所以 此式的運(yùn)算具有頻率選擇性。圖 3正序法原理圖該框圖中的正序基波提取器模塊如圖 4 所示，圖中的 K為比例系數(shù)

7、。圖 4正序基波提取器模塊圖3仿真模型的建立以上三種基波提取法的原理和算法是建立仿真模型的基礎(chǔ)。首先設(shè)訃三相/兩相 變換矩陣仿真模塊如圖 5 所示，即在 Simulink 的公共模塊庫(kù)中選擇加法器和等 或者可以選擇 M函數(shù)模塊構(gòu)建變換，在此選擇較簡(jiǎn)單的前者構(gòu)建該仿真模型。U圖 5三相/兩相變換電源輸入模塊分為三相對(duì)稱和有畸變不對(duì)稱時(shí)的電源，負(fù)載分為對(duì)稱和不對(duì)稱 時(shí)的全控整流橋，在這里給出電源有畸變?nèi)嗖粚?duì)稱負(fù)載時(shí)的信號(hào)源建模如圖 6所示。圖 6電源有畸變不對(duì)稱負(fù)載時(shí)的信號(hào)模型表 1電源電壓、電阻等參數(shù)。山以上各子模塊以及上面的原理框圖即可建立三種基波提取法的整個(gè)仿真模 型。平均值模塊可山連續(xù)系

8、統(tǒng)模塊庫(kù)中的積分器、固定時(shí)間延遲及信號(hào)增益模 塊構(gòu)成。正序基波模塊可以根據(jù)以上的原理圖用 Simulink 11具中的積分模塊等 建立整個(gè)仿真模型。電源電壓、負(fù)載、以及 LPF的參數(shù)如表 1。4仿真結(jié)果及對(duì)比4. 1仿真結(jié)果本文根據(jù)上述三種基波提取法的仿真模型和表一所設(shè)的參數(shù)，分別考慮電源無 畸變?nèi)鄬?duì)稱負(fù)載和電源有畸變?nèi)嗖粚?duì)稱負(fù)載兩種情況下的仿真得出 A 相各 種電流的波形分別如下。圖 7為在電源無畸變對(duì)稱負(fù)載時(shí)的電網(wǎng)電流和各種方 法所得基波電流。圖 7電源無畸變對(duì)稱負(fù)載時(shí) A相電網(wǎng)電流和基波電流山上圖 7得知正序法所得基波電流波形在兩個(gè)周期后才趨于穩(wěn)定，在最初的兩 個(gè)周期分離出的基波不徹

9、底;傳統(tǒng)的 ip-iq法所得基波在一個(gè)周期后就開始趨向 于穩(wěn)定接近正弦波;平均值法所得基波波形遠(yuǎn)在第一個(gè)周期內(nèi)就趨向于正弦波 形，使整個(gè)延時(shí)提高到 1/6個(gè)電源周期，而且在兩個(gè)周期后三種方法所得基波 波形完全重合。該仿真試驗(yàn)圖有力的驗(yàn)證了三種方法在對(duì)稱負(fù)載無畸變條件下 提取基波的有效性和可行性。圖 8的仿真波形是在電源電壓中加入了一定幅值的 5次零序和 7次負(fù)序諧波電 流以及不對(duì)稱負(fù)載時(shí)的電網(wǎng)電流和分離出的基波電流波形，山圖顯示傳統(tǒng)的 ip-iq 法和正序法均能有效地分離出基波，在兩個(gè)周期后這兩種方法的基波完 全接近于正弦波而重合，且正序法提取更精確。平均值法在這種情況下雖然實(shí) 時(shí)性較好，但相

10、比于對(duì)稱情況下實(shí)時(shí)性較差， 山于電網(wǎng)有畸變使整個(gè)延時(shí)提高 到接近于電源周期的 1/6即稍大于 T/6,但基波提取的較不徹底，波形不接近 于正弦波其至含有少量畸變。圖 8電源有畸變不對(duì)稱負(fù)載時(shí) A相電網(wǎng)電流和基波電流4.2對(duì)比分析比較分析三種方法的原理，平均值法同傳統(tǒng)的 ip-iq 法的不同在于山平均值模 塊代替了傳統(tǒng) ip-iq法中的 LPF,該平均值模塊使得濾波算法變得較簡(jiǎn)單同時(shí) 達(dá)到相同濾波效果。正序法同前述兩種方法的不同就是用正序基波模塊代替?zhèn)?統(tǒng)的 ip-iq 法中的 LPF,也不用平均值數(shù)學(xué)模塊，該方法針對(duì)基于瞬時(shí)無功功 率理論的基波提取法的某些缺陷，即 U前基于瞬時(shí)無功功率理論的基

11、波提取法 的濾波控制算法復(fù)雜，無功分量濾除不徹底等缺陷，所以就用一種基于正序基 波提取法來彌補(bǔ)這些不足，該正序法具有對(duì)電網(wǎng)基頻偏差不敬感、對(duì)正序基波 信號(hào)提取準(zhǔn)確等優(yōu)點(diǎn)。比較分析三種方法的仿真波形，平均值法確使整個(gè)延時(shí)提高到電源周期的 1/6,正序法提取的的基波延時(shí)稍大，在兩個(gè)電源周期后趨于穩(wěn)定，但是它在電 源有畸變?nèi)嗖粚?duì)稱負(fù)載時(shí)仍可以精確且有效的提取岀基波電流，且精確度較 咼。綜上所述三種基波提取法各種性能比較如表 2所示。表 2三種基波提取法性能比較5結(jié)束語(yǔ)本文從有源電力濾波器的三種基波提取法著手，著重研究基于瞬時(shí)無功功率的 ip-iQ理論，然后分析分離諧波的關(guān)鍵是怎么提取基波分量，并且分析三種方 法的各種優(yōu)缺點(diǎn)。在三種基波提取法的理論基礎(chǔ)上利用 MATLAB/Sinmul