降壓型DCDC 轉換器斜率補償設計案例

1、降壓型DCDC 轉換器斜率補償設計案例電源網訊摘要: PWM 電流?？刂品绞皆贒C - DC 轉換器設計電路中得到了廣泛應用,也帶來了斜率補償問題。討論了降壓型DC - DC 轉換器中斜率補償技術的原理,分析了傳統(tǒng)的線性補償技術并詳細介紹了一種改進的分段線性補償電路,給出了在1. 6 MHz 降壓轉換器中的實際應用電路。電路基于CSMC 0. 5m CMOS 工藝設計,通過Cadence Spect re 仿真驗證,該斜坡補償電路有效解決了子諧波振蕩以及過補償問題。 關鍵詞:峰值電流控制;斜坡補償;分段線性補償;降壓轉換器; 脈沖寬度調制1 引言Buck 型DC - DC 轉換器設計

2、中常采用PWM 反饋控制方式以調節(jié)輸出電壓或電流。PWM 控制方式分電流模式控制和電壓模式控制兩種方式。電流模式控制方式是電流內環(huán)和電壓外環(huán)雙環(huán)控制1 ,輸入電壓和負載的變化將首先反應在電感電流上,在輸入電壓或負載改變時具有更快的響應速度。電流模式控制方式有峰值電感電流控制和平均電感電流控制兩種方式。峰值電感電流控制由于其優(yōu)點被廣泛應用2 ,但其存在固有的開環(huán)不穩(wěn)定現象,在提高快速性的同時,也帶來了穩(wěn)定性的問題。當輸入電壓降至一個接近輸出電壓的值時,占空比向最大導通時間增加,輸入電壓的進一步降低將使主開關在超過一個周期的時間里保持導通狀態(tài),直到占空比達100 % ,這時電路可能會發(fā)生子諧波振蕩

3、,需要通過一個斜率補償電路來保持這種恒定架構的穩(wěn)定性,在大占空比情況下是通過給電感電流信號增加一個補償斜坡來實現的 3 。設計降壓型DC - DC 轉換器時,解決固定頻率峰值電流控制方式的開環(huán)不穩(wěn)定情況需要做深入的研究。文章從一般的線性斜率補償電路入手,分析了分段線性斜率補償電路,提出一種改進的實際應用電路圖,并給出了分析和模擬仿真結果。2 原理分析2. 1 斜率補償原理PCM 控制的Buck 型DC - DC 轉換器如圖1 所示。由于增加了電流內環(huán)控制,電感電流采樣后,疊加斜率補償電路,合成信號與誤差放大器的輸出送入PWM 比較器比較,誤差電壓進入PWM 比較器參與占空比的調節(jié),經過RS 觸

4、發(fā)器等邏輯控制單元,有效保證輸出Vout 的穩(wěn)定。其中占空比D = Vout / V in 。峰值電感電流調節(jié)系統(tǒng)有其固有的局限性,占空比變化時對峰值電感電流IL 的影響如圖2 所示,V OSC是振蕩器的一路輸出控制電壓,對應占空比的變化。其中:在N 個周期后, (IL ) ，如果m2 < m1 ,即占空比小于50 % 時,峰值電感電流的擾動收斂; 如果m2 > m1 , 即占空比大于50 % 時,峰值電感電流的擾動發(fā)散, 擾動在每個周期的放大后,使得系統(tǒng)極不穩(wěn)定, 所以未加斜率補償的系統(tǒng)電源的抗干擾性極差。 圖1 PCM 控制的Buck 型DC - DC 轉換器 圖2

5、占空比變化時IL 的擾動過程加入補償電流后的電感電流I L 擾動過程如圖3 所示。此時(IL ) 1 = -m2 - m/m1 + m,(IL ) 0 ,當m > 0. 5 m2 時的補償可以使電感電流明顯收斂,能很好地使系統(tǒng)達到穩(wěn)定4 。圖3 補償后IL 擾動過程2. 2 線性補償電路的原理及方法從前一節(jié)的基本原理可以得出,在采樣電感電流上疊加一個斜坡電流可以達到預期要求。補償方式有多種,下面研究圖4 所示的差分放大器結構。這是一個典型的差分放大器電路,也可以說是比較器電路。設V 1 為參考電壓V ref ,如圖4 所示,在V 2 遠小于參考電壓時, I1 基本為0 , Iss 全部流

6、入M4 ,即I2 = Iss ;當V 2等于參考電壓時, I1 = I2 = Iss/ 2 ,事實上M2 進入線性區(qū)時M1 就漏入電流,即在V ref - V id ,max 時就已經存在電流,事實上的翻轉點提前V id ,max , 如圖5 所示。其中V id ,max 為最大過驅動電壓。圖4 差分放大器結構 圖5 線性區(qū)電流翻轉點可以得到:I1 的一個支路流出作Islope ,于是得到一個斜率固定的補償斜坡。但是,用此斜率來補償所有占空比條件使芯片都能穩(wěn)定工作,往往會因為補償量過大而影響峰值電感電流,空載時甚至使電流?？刂剖?。設計時往往會考慮兩段或多段補償甚至自適應補償來滿足整

7、個系統(tǒng)的要求。3 分段線性斜率補償及改進型斜率補償電路 圖6 是兩種線性斜率補償電路,均可提供兩段線性補償斜坡。Vosc 均為振蕩器的一路輸出, 圖6 (a) 中V ref1 和V ref2 為基準輸出,且V ref1 > V ref2 ,大占空比時V ctrl 關斷M3管;Vosc 較小時, M1 和M2 均關斷,沒有補償電流,Vosc 逐漸增大,由于V ref1 > V ref2 , M1 首先導通, I1 提供斜率補償電流;Vosc 繼續(xù)增大, M2 導通, I1 + I2 共同提供斜率補償電流。圖6 (b) 中V ref 為基準輸出, M5 和M6 均為有源負載,

8、如果把圖中M1 和M3 的寬長比取值為(W/ L) 1 (W/ L) 3 =1 4 , 利用公式,根據V id ,max1 V id ,max3 = 2 1 , M1 和M3 線性區(qū)的寬度不同, 二者導通時間也就不同;Vosc 逐漸變大, 達到V ref 時,V id ,max 最大的M1 管首先進入線性區(qū), I = I1 ;Vosc 繼續(xù)升高,V id ,max 稍小的M3 管也進入線性區(qū), I =I1 + I3 鏡像放大后提供補償電流?？梢钥吹?二者均能提供兩種占空比條件下的補償電流,圖6(a) 通過R1 調節(jié)V D 從而控制M1 和M2 的工作狀態(tài);圖6(b) 則是通過V G 以及管子的

9、線性區(qū)寬度控制。為獲得對應更多占空比變化的多段斜率補償電流,經驗證,采用圖6(b) 的結構實現方便而且調節(jié)效果好。理論上可以并聯多段以得到斜率不同的電流,取決于系統(tǒng)對補償斜坡的要求,但是由于Vid本身就很小,分段太細在精度上很難達到要求。圖7 分別為一段、兩段和四段斜率補償電流的示意圖,占空比變化時分段越多對電感電流的調節(jié)效果越好?；谏鲜隼碚摲治?本文提出一種基于圖6 ( b) 的改進型應用電路結構設計,如圖8 所示。此電路分四段補償,占空比升高對應四段斜率變大的補償斜坡。設計四對管的寬長比不同,充分利用這四對管子的線性區(qū)動態(tài)范圍不同,以產生四段補償斜坡對應占空比變化。圖8 中M1 M8 組

10、成四對比較器; M12 M22 提供偏置電流, M9 為有源負載, M10 M11 將補償電流I 鏡像放大?；鶞瘦敵鯲 L 及V H 作為斜率補償的兩個參考點, 由基準電路輸出,Vosc 為振蕩器的一路輸出。取M1 , M3 , M5 , M7 的參數為圖8 四段斜率補償電路Vosc 逐漸變大,達到V L 時,V id ,max 最大的M1 管首先進入線性區(qū),繼續(xù)升高,V id ,max 稍小的M3 管也進入線性區(qū);Vosc 升高到V H 時, M5 管進入線性區(qū),繼續(xù)升高,V id ,max 稍小的M7 管進入線性區(qū)。從圖8 中可以得到整體電流I 。I 經過比例放大作為斜率補償電流再與電感電流進行疊加,電流I 表示為:I = I1 + I3 + I5 + I7= ( gm1 + gm3 ) (Vosc - V L ) + ( gm5 + gm7 ) (Vosc - V H) (8)4 仿真結果與分析將此電路模型應用于一款同步整流1. 6 MHz 降壓型DC - DC 轉換器,基于CSMC 0. 5 m CMOS 工藝,利用Cadence Spect re 仿真,得到仿真結果如圖9 所示。通過仿真結果可以得到,當Vosc 比較小即占空比較小時,不進行補償,可以看到斜率補償電路輸出電流為零;Vosc逐漸變大,補償的電流斜率也逐漸變大,共有四段補償斜坡,分別對應四段逐漸增大