講義Flyback電路原理

1、開始 很高興有這么一個(gè)機(jī)會(huì)，與大家一起學(xué)習(xí)與討論 Flaback 電路得原理。 今天介紹得內(nèi)容中， 公式比較多， 有些枯燥； 但就是經(jīng)過理論推導(dǎo)， 期望能讓 大家對(duì)于Flyback電路得“工作原理，伏秒平衡定律，以及C、C、M與D C MW 種工作模式 ”等內(nèi)容得理解，能更加透徹些。 Flyback 轉(zhuǎn)換器原理 主要內(nèi)容： 、 Flyback 電路簡(jiǎn)述 二、 Buck-Boost 轉(zhuǎn)換器原理 三、 Flyback 轉(zhuǎn)換器原理 四、 Flyback 電路改進(jìn)版本介紹 附錄： I Flyback 變壓器設(shè)計(jì) II Flyback 電路得EMI分析 Flyback 轉(zhuǎn)換器應(yīng)用相當(dāng)廣泛，其原因有： 從

2、電路得角度瞧， Flyback 電路有最少元件得特性； 從設(shè)計(jì)得角度瞧， Flyback 電路有簡(jiǎn)單高可靠度得特點(diǎn)； Flyback 電路成本最低，醉適合一般小功率得電源使用。從經(jīng)濟(jì)得角度瞧， 在實(shí)際得應(yīng)用中，用在接市電得低瓦數(shù)電源，多半用Flyback電路來實(shí)現(xiàn)，例如: 30-40W得筆記本電腦, 70-80W得個(gè)人電腦, 40-50W得傳真機(jī)與影像掃描機(jī), 20V以下得Adapter （適配器） 未來得電子產(chǎn)品講究輕薄短小又省電，所以 Flyback 電路會(huì)更風(fēng)行。 Flyback轉(zhuǎn)換器電路就是由Buck-Boost電路，利用磁性元件耦合得功能衍生而 來，所以要探討Flyback電路，必須

3、先從Buck-Boost電路開始。 、Flyback 電路簡(jiǎn)介 （一） Flyback 電路架構(gòu) Flyback 變換器，俗稱 單端反激式DO DC變換器，又稱為返馳式（Flyback）轉(zhuǎn)換器，或Buck-Boost轉(zhuǎn)換 器，因其輸出端在原邊繞組斷開電源時(shí)獲得能量，因此得名、 Flyback 變換器就是在主開關(guān)管導(dǎo)通期間，電路只儲(chǔ)存而不傳遞能量；在主開 關(guān)管關(guān)斷期間，才向負(fù)載傳遞能量得一種電路架構(gòu)。 1） Flyback 變換器理論模型如圖。 (2)實(shí)際電路結(jié)構(gòu) 根據(jù)Flyback變壓器得同名端繞制方式，有下面兩種形式，這兩個(gè)電路實(shí) 質(zhì)上就是一樣得。當(dāng)然，F(xiàn)lyback電路還有其她衍生形式(見

4、附錄I )。 、 fedfed T亍“一師一T “A? i (二) Flyback變換器優(yōu)點(diǎn) (1) 電路簡(jiǎn)單，能高效提供多路直流輸出，因此適合多組輸出得要求。 (三)Flyback變換器缺點(diǎn) (1)輸出電壓中存在較大得紋波，負(fù)載調(diào)整精度不高，因此輸出功率受到限制 通常應(yīng)用于150W以下。 (2) 轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(C、C、M )模式下工作時(shí)，有較大得直流分量，易 導(dǎo)致磁芯飽與，所以必須在磁路中加入氣隙，從而造成變壓器體積變大。 (3)變壓器有直流電流成份，且同時(shí)會(huì)工作于 C、C M /D、C M兩種模式, 故變壓器在設(shè)計(jì)時(shí)較困難，反復(fù)調(diào)整次數(shù)較順向式多，迭代過程較復(fù)雜。 、Buck Bo

5、ost轉(zhuǎn)換器工作原理 所有得導(dǎo)出型轉(zhuǎn)換器都保留其基本轉(zhuǎn)換器得特性；要了解 Flyback轉(zhuǎn)換器，要 入在 轉(zhuǎn)換效率咼，損失小。 匝數(shù)比值較小。 -rr rresL -I輸入電壓在很大得范圍內(nèi)波動(dòng)時(shí), 仍可有較穩(wěn)定得輸出，目前已可實(shí)現(xiàn)交流輸 85265V間，無需切換而達(dá)到穩(wěn)定輸出得要求。 從其基本轉(zhuǎn)換器Buck- Boost電路開始。 （一） Buck Boost 電路組成 Buck Boost電路由一個(gè)開關(guān)晶體管，一個(gè)功率二極管，一個(gè)儲(chǔ)能電感與一個(gè) 輸出電容組成，見圖1。 JTL Q1 JTL u 圖1 Buck Boost電路結(jié)構(gòu) （二）電路特性 （1）輸出電壓為負(fù)電壓 （2）輸出電壓得大小

6、可高于或低于輸入電壓 （3）輸入端與輸出端得電流波形都就是脈波形式。 （三）工作原理 為方便理解電路工作原理，先介紹一下楞次定律。 楞次定律：電感總就是“阻礙外電路通過電感得磁通（電流）得變化”，即: 外電路通過電感得磁通（電流）增大，電感將產(chǎn)生與（電流）反向得磁通（電 流），阻礙外電路磁通（電流）得增大; BATTiRVBATTiRV 外電路通過電感得（電流）減小，電感將產(chǎn)生與（電流）同向得磁通（電流）， 阻礙外電路（電流）減小得減小。 以下就 Buck Boost 穩(wěn)態(tài)電路得工作作一個(gè)簡(jiǎn)要說明。 假設(shè)一個(gè)周期得開始時(shí)間為：開關(guān)晶體管 Q1導(dǎo)通時(shí)（Turned On或Closed ）。 此時(shí)

7、輸入電壓完全跨在電感之上，電感得電流將成線性增加。由棱次定律，“外電 路通過電感得電流增大，電感將產(chǎn)生與反向得電流，阻礙外電路電流得增大”。外 電路電流 （主要就是主電路電流） 從同名端流出，原邊得同名端為負(fù)，異名端為正，所 以電感電壓為“ +”，電感所存儲(chǔ)得能量因此逐漸增加；變壓器副邊得同名端為負(fù)， 異名端為正，所以功率二極管反偏，負(fù)載所需得能量完全由輸出電容提供，此時(shí)電 容得電壓會(huì)有些降低（要瞧電容得大?。?。 當(dāng)開關(guān)晶體得控制信號(hào)（電壓或電流），使開關(guān)晶體 Q1不導(dǎo)通時(shí)（Turned Off 或Opened ,此時(shí)外電路通過電感得電流急劇減小 （幾乎為零），由楞次定律，“電 感將產(chǎn)生與磁通

8、（電流）同向得磁通（電流），阻礙外電路（電流）得減小”；外 電路電流（主要就是電感電流）， 從同名端流出，原邊得同名端為正，異名端為負(fù)，所 以電感電壓為 “- ”，變壓器副邊得同名端為正， 異名端為負(fù)， 所以功率二極管正偏， 變壓器副邊電壓大小恰等于輸出電壓。通過二極體得電感電流將線性減少，除了提 供給負(fù)載外，還給輸出電容充電（輸出電容得電壓會(huì)增高些），這個(gè)情形將持續(xù)到 下一個(gè)周期開始為止。 開關(guān)晶體導(dǎo)通得時(shí)間占整個(gè)周期得比率，稱為工作周期（ Duty Cycle ，簡(jiǎn)稱為 D）, D越大，表示電感充能得時(shí)間越長(zhǎng)，依照“伏秒平衡”原理（后面介紹）， 輸出電壓一定越高。 四）公式推導(dǎo) 以下公式推

9、導(dǎo)時(shí)作如下假設(shè): 1）開關(guān)晶體與二極管均為理想元件，也就就是導(dǎo)通時(shí)呈短路，不導(dǎo)通時(shí)呈 斷路。 2）電感不會(huì)飽與，且電感值為不變得常數(shù)，也就就是 B- H曲線為線性，且 銅損/鐵損忽略不計(jì)。 3）電感與輸出電容構(gòu)成得等效濾波器，可以有效得將輸出電壓濾成紋波很 小得直流電壓。或者說，電感與輸出電容構(gòu)成低通濾波器得角頻率遠(yuǎn)低于切換頻率。 1.連續(xù)導(dǎo)通模式（C、C、M）公式推導(dǎo) S C I I 71 L 門於心m I （1）在開關(guān)晶體ON得時(shí)間, （2、1） （2、2） 在時(shí), 4 4 （2、3） （2）當(dāng)開關(guān)晶體被OFF時(shí), ，二級(jí)管順偏導(dǎo)通，所以 也就就是 （2、8） 期，結(jié)果為零，如此才可確保電

10、感器不會(huì)飽與。由（2、8）,可得輸出與輸入電壓 關(guān)系式: 當(dāng)工作周期D小于0、5時(shí)，輸出電壓小于輸入電壓; 當(dāng)時(shí), （2、4） iL（t） iL（DTs） t DTsVL （ ）（2、5） iL（Ts） iL（DTs） Vo（1 D）Ts （2、6） 在穩(wěn)態(tài)操作情況下，將（ 2、3）代入 （2、6）得 iL（Ts） iL（0） ViDTs L Vo（1 D）Ts （2、7） （2、8）就就是所謂得“伏-秒平衡” 定律。電感得電壓，對(duì)時(shí)間積分一個(gè)周 當(dāng)D大于0、5時(shí)，輸出電壓大于輸入電壓。 3）電路波形+7。 R + 7。 TON TOFF % /N Q Q D D D D 2、不連續(xù)導(dǎo)通模式（

11、D C M公式推導(dǎo) 輸入端得電流波形，即開關(guān)晶體得電流為脈波形狀，實(shí)際應(yīng)用中，必須加入濾 波器（C或LC）才不會(huì)影響其她系統(tǒng)；二極管得電流也就是脈波型，所以通過輸出 電容得紋波電流較大，所以使用得電容也需大，而且對(duì)等效串聯(lián)電阻 ESR得要求也 比較嚴(yán)格。 備注: ESR就是指在AC或DC下得串聯(lián)等效阻抗（Equivale nt Series Resista nee） ESL 在 AC 下得串聯(lián)等效低電感(Equivale nt Series In dueta nee ESR與頻率關(guān)系：電解電容得ESR會(huì)隨著使用頻率得上升而下降。廠商標(biāo)稱得 ESR就是在一定工作頻率（120Hz,1KHz,100

12、KHZ下得ESR見Cdc VIC 0 -c- ESE a_0 ESt ESL ) 2、不連續(xù)導(dǎo)通模式（D C M公式推導(dǎo) 下表: CumCum 1 1:6.3 V.:6.3 V. V. lliMV.V. lliMV. EEEE斑？附油制；0101應(yīng) 以上所推導(dǎo)得公式就是在連續(xù)導(dǎo)通模式（ Continuous Conduction Mode，C、 C、M）下操作得Buck-Boost電路，也就就是電感得電流恒高于零。 它得物理意義就是，電感得能量在得期間并未完全釋放。從圖上顯示，如果輸 入與輸出電壓不變，電感與電容值也固定得情形下，負(fù)載電流與電感得平均電流成 正比，當(dāng)負(fù)載電流逐漸減小時(shí)，電感得平

13、均電流也會(huì)逐漸降低，低到電感在某一時(shí) 段得瞬時(shí)電流為零。此時(shí)我們稱轉(zhuǎn)換器即將進(jìn)入不連續(xù)導(dǎo)通模式（ Discontinuous Con duction Mode D C M）操作。也就就是說，電感得能量在充放之間，會(huì)將 能量完全得釋出。 其實(shí)影響C C、M /D、C M得因素不只就是負(fù)載電流，以一個(gè)輸出電壓固 定得穩(wěn)壓電路為例，切換頻率，電感大小，輸入電壓與負(fù)載電流，都會(huì)影響轉(zhuǎn)換器 得操作模式，前兩者在設(shè)計(jì)階段制定，后兩者才就是實(shí)際應(yīng)用上主要得影響因素。 于就是C C、M /D、C、M存在一個(gè)以輸入電壓與負(fù)載電流得邊界線，在邊界上, 恰好就是電感電流碰到零得操作點(diǎn)。（邊界線將在后面講述） 在D

14、C M得工作模式下，轉(zhuǎn)換器有著與 C C M不同得特性，一般將一個(gè) 工作周期分成三個(gè)部分： - 開關(guān)晶體導(dǎo)通期間 -開關(guān)晶體被OFF且電感電流大于零期間 -開關(guān)晶體被OFF且電感電流等于零期間。 1）在 0 到期間，即開關(guān)晶體導(dǎo)通期間，電感上依舊跨著輸入電壓，電感得電流也 就是線性上升，只不過就是從零點(diǎn)上升。 在開關(guān)晶體ON期間，即, 14)可以瞧出，電感得電流以一個(gè)斜率下降，當(dāng)電流降到零時(shí), 二極體不再導(dǎo)通，負(fù)載所需得能量不再由電感提供，將由輸出電容負(fù)擔(dān)。這時(shí)電感 電流為零，電感得電壓也為零，我們稱此轉(zhuǎn)換器已工作在期間, 期間, （2、16） 在時(shí), （2、12） （2、10） （2、 11

15、） (2)當(dāng)開關(guān)晶體被OFF且電感電流大于零時(shí), DJs (D 1 D 2 )Ts，二級(jí)體順偏, (2、13) iL（t） 1 t igTs） -DTVL（）d L s 當(dāng)時(shí), iL（ D1 （2、 D2）Ts iL（D1Ts） 14） VO D2TS L (2、15) (3)由(2、 2、17） 由 2 、12 與 2 、15 可得， 2、18） 2、18）依舊就是磁性元件“伏秒平衡”式子，如果由負(fù)載電流得角度（負(fù) 載電流連續(xù)期間）來瞧，其大小恰等于通過二極體電流得平均值，也就就是 ，（面積公式 ） 由（ 2、 15）可得 ，所以 2、19） 其中R為負(fù)載電阻值，將（2、18）化簡(jiǎn)，得到得關(guān)

16、系式, 2、 20） 代入（ 2、 18）得， 2、 21 ) 由以上得推導(dǎo)得知，在 D C M工作得時(shí)候，工作周期與負(fù)載得輕重有關(guān)（2、 20），這個(gè)現(xiàn)象與 C C、M就是不同得。 從以上分析推論知（ 2、21）：輸入電壓低，切換頻率高，電感大，負(fù)載電流大 都有將轉(zhuǎn)換器推向C C M得趨勢(shì)，這從公式推導(dǎo)與電路物理意義，都容易得到。 現(xiàn)在如果將切換頻率，電感值與輸出電壓固定，則可以得到一條代表 C C M 與 D C M 得邊界曲線公式： 由（2 21）得， 代入(2、19),得 (2、22) 這條曲線在設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)換器與分析轉(zhuǎn)換器得工作范圍都很重要， 設(shè)計(jì)就就是依此曲線 設(shè)計(jì)。 (4)電路曲線 F

17、lyback不同于Buck-Boost得地方，僅在于將電感器衍生成一個(gè)“耦合電感”， 也就就是俗稱得“變壓器”，但不同于一般變壓器，耦合電感“實(shí)實(shí)在在”得存儲(chǔ) 能量，不只就D22 心( VI )2 VI VO) “7 峙 F D D工 7? 7#喝卜yC +卩。 、Flyback 轉(zhuǎn)換器工作原理 PP 是變壓器得磁化能量。 就就是因?yàn)閷㈦姼凶兂神詈想姼?，所以可以將?/次級(jí)隔離，而且利用匝數(shù)比 慮進(jìn)去（在低輸出電壓時(shí)相差很大）。 = =- - - (2、 23) （2、24） 此時(shí)，二極體反偏不導(dǎo)通，負(fù)載電流全部由輸出電容提供。 （2、25） (2、 26) 在時(shí), （2、27） （2）當(dāng)開關(guān)

18、晶體OFF時(shí)，二極體順偏,得控制，使轉(zhuǎn)換器得工作點(diǎn)設(shè)計(jì)更有彈性。 另外，多組輸出得應(yīng)用更簡(jiǎn)單容易。 公式推導(dǎo)與Buck-Boost幾乎一樣, 為更接近實(shí)際情況，將二極體順向壓降考 （一）先推導(dǎo)C C M得工作情形 （1）在開關(guān)晶體 ON期間，即， i LP (t) 1 iLP (0) LP t 0VL p( )d L L 5 5 1 t iLs(t) iLs(DTs) DT VLS( )d -Ds 其中就就是“變壓器公式”得到得。對(duì)應(yīng)到初級(jí)側(cè)，可以得到 (2、30) （2、33） (2、 34) (2、28) 當(dāng)時(shí), iLs(Ts) 靛(DTs) Vo(1 D)Ts 由（2、 27）與，所以

19、(2、 31) (2、 32) NP 心p E) Np Ns 心（0） VIDTS LP iLs(0) Np ViDTs Ns LP 因?yàn)樗裕驗(yàn)?，所以 Np JiLP(DTs) (VO VD)(t DTs) (2、29) （2、34）就就是C、C、M中輸出/輸入電壓關(guān)系式0 (3)電路波形 Np : N, +7。 C 2R ON OFF 0 嚴(yán)七) NJ 比- 0 0 觀察各元件得電壓與電流波形，除了耦合電感得特性外, Buck-Boost電路完全類似，電流得導(dǎo)通模式都完全一樣。 (二) D C、M公式推導(dǎo) (1)在時(shí), (2、37) 對(duì)應(yīng)到次級(jí)側(cè), (2、 39) (2)當(dāng)開關(guān)晶體被O

20、FF得瞬間，二極體順偏, Flyback電路確實(shí)與 (2、 38) Np VIDJS 心DE NS LP NS VIDJS NP LS 在次級(jí)側(cè)電感電流大于零期間, 1 iLs(t) iLs(D1Ts) LS D1TS VLS( )d NSVIDJS (VO VD)(t Ds) 在時(shí), ，所以(2、42)變成NP LS Ls (2、 42) 同樣可以得到“伏一秒平衡式”。由（2、42）可以瞧出，電感得電流依一個(gè)斜率 下降，當(dāng)電流降到零時(shí)【】，電感得能量已消耗殆盡，二極管不再導(dǎo)通，負(fù)載所需 得能量不再由電感提供，轉(zhuǎn)由輸出電容負(fù)擔(dān)，這時(shí)電感得電流為零，相對(duì)電感得電 壓也為零，我們稱工作在期間。 （

21、2、44） （2、 45） 負(fù)載電流大小恰為通過二極體電流得平均值，也就就是 其中，R為負(fù)載電阻值，將（2、46）化簡(jiǎn)，可得關(guān)系式 ，由（2、43）可得, 由以上得推導(dǎo)可知，在 D C、M工作得時(shí)候，工作周期（）與負(fù)載得輕重有 關(guān)，這個(gè)現(xiàn)象與 C C、M就是不同得。 （4）電路波形NS N VI DITS （VO VD）D2TS p （2、43） lo 詈工（DITS）D2（V。V。）際 R 2 2Ls （2、 46） Np : N, k- n+7。 -C R N 0 0 (5) C、C、M 與D C M得分界線 0 0 0 0 如果將匝數(shù)比、電感值、切換頻率與輸出電壓固定，可推導(dǎo)出一條代表

22、M 與 D C、 M得分界線公式: Ts(Vo VD) NS N 2Ls WVI Np 2 V| (VO VD ) C C M與D C M臨界線時(shí)電路波形: p C C、 0 Np : Ns 0 = + 0 0 四、FLY BACK電路改進(jìn)形式 一、 進(jìn)得 flyback topology 電路一 （一）電路如下：0 (二) Imp roved Fly-Back 輸入輸出關(guān)系 Inp ut: 24 ； Out put: 330/500W 根據(jù)Imp roved Fly-Back電路工作原理，在Fly-Back電路穩(wěn)定工作時(shí)（運(yùn)行工況 :C C、M ），推導(dǎo)輸入輸出電壓、與導(dǎo)通比 D變壓器匝數(shù)比n （ / ） 得關(guān)系; 計(jì)算電容兩端電壓。 (1) 由以上四個(gè)方程聯(lián)立求解，可以得到, （備注：） 理論計(jì)算結(jié)果: 由 Vi = 24V、Vo = 330V、n 二 4 / 17 可得: 347 de ViVi OSO-4919bOl 417EE43/20 417EE43/20 * * Core PC40Core PC40 KIKI CT 300:1 CT 300:1 : : 343 343 DIV SO XHzSO XHz D2D2 lOohmlOohm 08d-00041-00 008-21004-00 3OA/1D0V VaVa 工 07 de - -330uF330uF；4