寬壓高效DCDC設計

1、內容摘要：本報告對寬壓高效 DC-DC 變換器的技術要求、設計方案、工作原理進行了簡單的 闡述和分析， 并對各個主要模塊做了原理分析， 給出了關鍵參數(shù)設計及元器件選取關 鍵參數(shù)設計及元器件選取 。根據(jù)原理圖， 按兩個方案試制出輸出為 15W/15V 、15W/5V 、30W/15V 和 30W/5V 模塊原理樣機， 測試結果顯示， 按方案一實現(xiàn)的模塊問題較多，按方案二實現(xiàn)的模塊 除了高低溫實驗沒有做外， 其他性能基本達到技術協(xié)議上的性能指標。 下面簡要說明一 下方案一存在的問題， 15W 輸出滿載時， 在輸入電壓低于 40V 時，效率在 85%左右，而 在高于 40V 時，效率會降低， 當輸入

2、電壓為 50V 時，效率為 80%，分析效率低的原因會 在正文中敘述，這里不再贅述，解決辦法就是減少漏感和降低開關頻率，這樣會減小損 耗，故在下面的實驗中擬 15W 中采用 ER18 的磁芯，最低工作頻率在 80KHz，在制作變 壓器中嚴格控制漏感。而 30W 輸出存在同樣的問題，故會在后面的實驗中擬采用 ER23 的磁芯，最低工作頻率也在 80KHz 左右。主 題 詞更 改 欄更改單號更改日期更改人更改辦法第 1頁 共19頁寬壓高效 DC/DC變換方案報告1 概述 本報告根據(jù)寬壓高效 DC/DC 變換技術開發(fā)技術協(xié)議 ，對寬壓高效 DC/DC 變換模 塊的技術要求、設計方案、工作原理等方面進

3、行了相應闡述和分析。此次研發(fā)涉及 4 種 DC/DC 模塊，分別為 15W 和 30W 兩個額定輸出功率等級，每個 功率等級包括單路 5V 輸出、單路 15V 輸出模塊各 1種，也就是共設計四種類型的電源。 其主要難點 :(1) 寬輸入電壓范圍 12.550V； (2)寬工作溫度范圍 -4585° ;(3) 外形尺寸較小，這樣對功率密度、效率和散熱三方面提出挑戰(zhàn) (4)低功耗，效率高。15W 模塊：全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時效率不低于 85%， 15V 模塊滿載輸出時效率不低于 88% ；全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 5W 輸出時效率 不低于 75%，爭取

4、達到 80% 。30W 模塊：全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時效率不低于 86%，15V 模塊滿載輸出時效率不低于 90%；全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 15W 輸出時效 率不低于 86% 。因此本項目提出的三個新課題： 全輸入范圍高效； 低溫啟動； 高溫散熱；高功率密度。 2 技術要求2.1 模塊類別涉及 4種 DC/DC 模塊，分 15W 和 30W 兩個額定輸出功率等級，每個功率等級包括 單路 5V 輸出、單路 15V 輸出模塊各 1 種。以下如非特指，均為對各模塊的統(tǒng)一要求。2.2 工作溫度范圍 -45 +85，無需額外散熱措施。2.3 隔離要求 輸入地、輸出地及

5、二者與外殼間加 500V，絕緣電阻不低于 100M 。 輸入、輸出地間不加電容器。2.4 結構 各模塊均采取封閉式結構，金屬外殼封裝。第 2頁 共19頁外形尺寸（暫定）及點定義分別見圖 1.1 和圖 1.2，控制端低電平禁止圖 1.1 15W 模塊外形尺寸及點定義圖 1.2 30W 模塊外形尺寸及點定義2.5 輸入2.5.1 輸入電壓范圍 輸入電壓范圍 12.5V 50V，標稱 28V。2.5.2 最大輸入電流 阻性負載滿載啟動時，最大輸入電流不超過穩(wěn)態(tài)輸入電流的2倍2.5.3 輸入紋波電流第 3頁 共19頁額定輸入電壓、額定負載、穩(wěn)態(tài)工作時，輸入紋波電流峰 -峰值不大于 30mA，可通過 外

6、接一級 LC 差模濾波控制。2.5.4 兼容性要求兼容 GJB181A 相關要求及輸入電壓范圍內的電壓浪涌要求。2.6 輸出除非特殊說明，本條所列指標均要求在全輸入（ 12.5V50V ）、全負載（空載 滿載）、 全溫度范圍內（ -45 +85）滿足。2.6.1 輸出功率啟動時，在額定輸出功率基礎上，至少需保留 15% 設計裕量（過載時間不超過 10s）， 驗收時以額定值為準。2.6.2 轉換效率15W 模塊：全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時效率不低于 85%， 15V 模塊滿載輸出時效率不低于 88% ；全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 5W 輸出時效率 不低于 75%，爭

7、取達到 80% 。30W 模塊：全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時效率不低于 86%， 15V 模塊滿載輸出時效率不低于 90%；全輸入電壓范圍內，常溫條件下， 15W 輸出時效 率不低于 86% 。2.6.3 輸出電壓精度（電壓 /負載調整）5V 輸出穩(wěn)態(tài)電壓精度不超過 ±0.1V，15V 輸出穩(wěn)態(tài)電壓精度不超過 ±0.2V。2.6.4 輸出電壓峰 -峰值5V 輸出時峰 -峰值不大于 75mV，紋波成分（不含開關高頻噪聲）不大于 30mV，無 開關頻率外的低頻振蕩；空載條件下，峰 -峰值不大于 150mV，紋波成分不超過 90mV。 1 5V 輸出時峰

8、-峰值不大于 100mV，紋波成分（不含開關高頻噪聲）不大于 30mV，無開關 頻率外的低頻振蕩；空載條件下，峰 -峰值不大于 150mV，紋波成分不超過 90mV。其中：常溫條件下，在輸出端子根部靠測，示波器 20MHz 帶寬，無外加電容，探頭× 1 檔； 高低溫條件下，可在輸出線負載端測試，紋波幅值可不做要求，但要求無低頻振蕩。2.6.5 開機特性啟動延時時間不超過 30ms，輸出電壓建立時間應不超過 20ms，輸出過沖電壓不超過 額定輸出電壓的 5% 。測試條件為：第 4頁 共 19頁輸入電壓時間不大于 1ms，滿載啟動。2.6.6 負載階躍響應輸出接電子負載，設置負載電流為額

9、定輸出電流的 507550和 2550 25階躍變化，階躍周期為 1ms，輸出電流爬升斜率為 2.5A/us 。輸出過沖電壓不超過額 定輸出電壓的 1% ；如輸出過沖電壓超過額定輸出電壓的 1% ，恢復時間不應超過 500s。2.7 使能功能控制端懸空正常輸出，控制端接地或低電平（ 0V0.2V ）輸出截止。2.8 保護功能2.8.1 輸入過欠壓保護超出最高輸入電壓 10%時，過壓保護動作；低于最低輸入電壓 10% 時，欠壓保護動 作。保護發(fā)生后無輸出（體積允許情況下建議加，非必要） 。2.8.2 輸出過壓保護超過額定輸出電壓 15% 時動作，保護后無輸出（體積允許情況下建議加，非必要） 。2

10、.8.3 輸出過流保護超過額定輸出電流 50% 時動作，保護后無輸出（體積允許情況下建議加，非必要） 。2.8.4 輸出短路保護 長時間短路不致?lián)p壞?？煽紤]打嗝方式，自動或開機恢復（必要） 。2.9 電磁兼容要求重點滿足 GJB151A 中 CE101、CE102、RE101、RE102、CS106 等相關要求，可根 據(jù)北工大實驗室現(xiàn)有條件完成相關考核，測試條件不具備的應在設計過程中充分相關因 素。2.10 器材要求 電阻、電容、磁性元件全部使用國內軍品廠家產品，必要時可協(xié)助采購。 變壓器推薦使用 4326 廠的表貼式平面變壓器，相關參數(shù)固化后提要求，可協(xié)助采購。 PCB 建議層數(shù)為雙層，最多

11、不超過四層。外殼設計形式需雙方協(xié)商后確定。 進口半導體分立器件和集成電路要求全部可實現(xiàn)國產化封裝， 前期設計即以國產化兼 容封裝布板。相關器件型號規(guī)格提前提出，與國內軍品半導體器件供應商確認無誤后方可 進行，元器件國產化替代工作同步進行。初樣的進口元器件和 PCB 由北工大負責，正樣 元器件和 PCB 由北工大負責， 慣性公司協(xié)助。3 方案選擇第 5頁 共19頁3.1 難點分析難點分析基本在概述中已經闡述，下面針對每個問題解決辦法進行說明：(1) 寬輸入電壓范圍 12.550V； 當輸入電壓為 12.5V 時電路能正常工作，必須選用低電壓啟動控制芯片作為主控芯片； 在輸入電壓大范圍變化時，保持

12、輸出電壓的穩(wěn)定度，選擇合理的電流控制模式、強前向反 饋，必須采用峰值電流控制。(2)寬工作溫度范圍 -4585°低溫啟動 (-45 )問題：工業(yè)級 IC 器件的極限低溫 -40的，不能滿足要求，這樣要 求選擇合適的裸片進行封裝。高溫散熱 (85 ) ：外形尺寸： inch)的表面積，用銅材， 1.8W 的溫升近似等于 18 ，取環(huán)境溫度為 85 時，開關管的結溫等于 85 + 18 =113 。若選擇最高結溫等于 150 的開關管 ，則余量為 37 。在保證效率為 88%的 條件下，采用銅材外殼和加灌導熱膠的方式可以滿足高溫運行，其結構示意圖如圖 3.1 所 示：PD圖 3.1 模塊

13、整體結構示意圖(3) 外形尺寸較小，這樣對功率密度、效率和散熱三方面提出挑戰(zhàn) 由于外形尺寸較小， 這樣采用四層 PCB 布線，元器件采用雙面表貼安裝， 變壓器也采 用表貼變壓器；采用線圈控制同步整流管，去除傳統(tǒng)采用同步整流 IC 控制。(4) 低功耗，效率高。 要做到損耗小，在遴選器件必須考慮以下幾方面：低損耗的控制芯片； ESR 和 ESL 均為較小的磁介電容；低損耗的 MOSFET 管(低導通電阻、小的柵極電荷) ；低損耗的高 頻磁芯；低損耗的整流器件，采用同步整流技術。3.2 解決方法 方案一:完全摒棄傳統(tǒng)的反饋技術， 采用全新的控制芯片 LT3748 控制第 6頁 共 19頁LT374

14、8 的主要優(yōu)點為 :(1) 臨界導電模式 /變頻控制。 消除了整流二極管的反向恢復電流造成的損耗； 由于臨界模式和變壓器漏感的作用開關管工作在 ZCS 開啟；開關管的輸出電容作用 開關管是 ZVS 關斷，故開關管無開關損耗，只有導通損耗； 減少開關管輸出電容的功耗。(2) 原邊電壓反饋技術，無需光耦或變壓器第三繞組和基準電源TL431; 提高效率和可靠性，減少了非線性誤差、成本以及體積。(3) 提供低電壓驅動， 7V 的驅動電壓，大大減少了驅動功率；與 15V 驅動相比，驅動功率 減小 3/4。(4) 改電壓型誤差放大為跨導型誤差放大。 優(yōu)點：抗干擾能力強、響應速度快、穩(wěn)定性好 不足：靜態(tài)誤差

15、大， 調整率要求高的系統(tǒng)不能用； 輸入失調電壓和輸入偏置電流特性差， 因此需要溫度補償技術， 而 LT3748 帶有溫度補償技術很好的解決了這個問題。(5) 峰值電流控制模式，可以滿足寬輸入電壓范圍： 12.550V。(6)采用 COS 技術，使得芯片的功耗很小：靜態(tài)工作電流為 1.3mA.在最大電壓 Vin=50V ， 功耗為 50× 1.3mA=65mW。(7)溫度補償技術：系統(tǒng)可在寬溫度范圍內保持穩(wěn)定。即開環(huán)增益幾乎與溫度無關。這就是 為什么芯片的測試溫度范圍為 -50 125 的原因。(8)輕載 DCM 工作模式， 減小空載和輕載的損耗。LT3748 的主要缺點為 :(1)

16、由于采用變頻控制，變壓器工作在臨界模式，電流峰峰值大，在 MOS 關斷時電流會有 振蕩，故 MOS 的關斷損耗很大。(2) 由于變壓器工作在臨界模式，輸入電壓時工作頻率較低，輸入電壓高時工作頻率較高， 這樣在高輸入電壓時由 MOS 管的 DS 結電容引起的開關損耗會很大，而且變壓器的漏 感也會增加 MOS 管的 DS 兩端電壓，這樣要實現(xiàn)寬范圍高效就很困難。(3) 由于變壓器工作在臨界模式，輸入電流的紋波會很大。(4) 由于上面的 3 個原因，在選擇工作頻率時越低越好，這樣要求磁芯會很大，體積會增 大。技術難點及解決方法：(1) 在高壓輸入時的效率問題是個難點。隨著輸入電壓的升高，工作頻率會增

17、加，由 MOS 關斷電流振蕩及 MOS 管的 DS 結電容引起的關斷損耗會增大，這樣很難滿足高壓輸入第 7頁 共19頁 效率的要求。盡量增大磁芯，降低工作頻率，在原理樣機中 15W 采用 ER14.5 的磁芯， 30W 采用 ER18 的磁芯，為了提高效率擬在下一步實驗中 15W 采用 ER18 的磁芯，30W 采用 ER23 的磁芯。（2）同步整流驅動問題是個難點。由于變壓器工作在臨界模式并且采用線圈控制同步整流 驅動 MOS ，若驅動電壓過高造成有環(huán)流現(xiàn)象，使得效率變低；若驅動電壓過低造成 MOS 沒有完全導通，這樣會增加 MOS 的導通損耗。而由于變壓器繞線匝數(shù)較少（一 般不會超 10

18、匝），這樣很難準確的控制同步整流線圈的匝數(shù)。如果采用同步整流芯片 控制同步整流管會增加損耗。這樣就要求我們選取導通門檻電壓低的MOS ，實驗證明選取門檻電壓低的專用同步整流 MOS （1.2V-2.8V），同步整流驅動電壓一般要在 2.5 和 3.5V 之間最佳。采用 ISL6843 為主控芯片設計， 主要在器件選取與工藝做深入的研究。 與傳統(tǒng)的 ISL6843 控制相比，主要在細節(jié)上做一些改動：（1）采用同步整流；（2）峰值電流取樣采用變壓器取樣；（3）采用推挽外接電源驅動控制芯片；（4）同步整流管采用線圈驅動，無需外加控制 IC ?，F(xiàn)在市面上有采用 ISL6843 控制的模塊， 像臺灣 P

19、-DUKE 公司生產 LCD 系列產品， 其 技術指標和本項目的相似， 均采用傳統(tǒng)的 TLV431 和光耦控制， 但是要在器件選取與制 作工藝上做深入的研究。3.3 結構特點及散熱和關鍵技術（1）結構特點封閉式模塊電源主要由插針、 頂蓋、外殼和 PCB 零件構成。由于外形尺寸較小， PCB 安裝在封閉的銅殼體中，解決散熱的方式是采用銅基板和灌注導熱封膠，這樣熱量通過導 熱膠傳導散熱，通過銅外殼輻射散熱。結構上采用 PCB 安裝在封閉的銅殼體中，殼中灌注導熱膠；解決好關鍵零件工藝問 題。由于采用多層板，良好的導熱特性保證整個電源板的溫度平衡，增強散熱效果，不至 于功率器件局部溫度過高，影響使用壽

20、命和可靠性。（2）關鍵零件工藝插針應具有良好的焊接性和導電性， 通常采用黃銅 H62 或紫銅 T2，且表面一般采用 鍍金作為防腐措施，以提高插針的可焊性及導電性。第 8頁 共 19頁殼體與頂蓋通常采用銅板折彎而成，四角縫隙不得大于 0.2mm，表面處理采用氧化 發(fā)黑處理即可，增加輻射散熱。（3）PCB 設計工藝PCB 設計對于灌膠模塊在布局時要考慮排氣孔，排氣孔的設計盡量在變壓器等大器 件附近，開孔尺寸盡量大，最小直徑大于 2mm。PCB 設計時內層鋪銅盡量鋪滿，這樣有 利于 PCB 散熱并減小其翹曲度。多層后銅 PCB 的層間結構設計要注意芯板、絕緣層、埋 孔和盲孔不能任意設置。4 原理框圖

21、及工作原理4.1.1 原理框圖方案一 :采用 LT3748 為主控芯片的原理框圖為圖 4.1所示：圖 4.1 LT3748 為主控芯片的原理框圖 方案二:采用 ISL6843 為主控芯片的原理框圖如圖 4.2所示第 9頁 共 19頁圖 4.2 ISL6843 為主控芯片的原理框圖4.1.2 工作原理 根據(jù)框圖逐項給出各部分的工作原理，難點部分重點寫 方案一的工作原理方框 1為電壓采樣電路，三極管 Q1 和 Q2 的放大倍數(shù)相同， 20uA 的電流源為 Q1提供偏置。當 MOS 管關斷時開始采樣輸出電壓， 其工作原理為此時 Q1基極電壓為 Vin Vbe，Q2 發(fā)射極電壓也為 Vin，而 MOS

22、 管兩端電壓為 Vin nVo （n為變壓器原副邊匝比） ，此時第10頁 共 19頁 加在反饋電阻 RFB兩斷電壓為 nVo ，則流經 RFB的電流與經過 RREF 的電流基本相等，此時 RREF 上的電壓與輸出電壓和 n成一定的比例關系，真實的反映出輸出電壓。方框 2 為誤差放大電路，采樣電壓進入誤差放大器的反相輸入端，與基準電壓比較 放大輸出一個電流信號，經過反饋回路 RC、CC 將電流信號變?yōu)殡妷?，因此誤差放大器為 跨導放大器。方框 3 為溫度補償電路，使系統(tǒng)在寬溫度范圍內保持穩(wěn)定，使得環(huán)路增益與溫度無 關。方框 4為臨界模式檢測電路， 當比較器 A1 的反相輸入端電壓小于 0.55V

23、時表明此時 電感電流降為零，即變壓器儲能為零， A1輸出為高，置 S為1，使 MOS 重新導通。下面簡單的介紹下采用 ISL6843 為主控芯片的原理框圖。 下面逐一介紹主要的工作原 理:方框 1 中為自啟動電路， 反激電路傳統(tǒng)的啟動電路一般由 RC 構成， 但是由于該模 塊供電電壓較低， 最低 12.5V 工作， 這樣就要求新的啟動電路。此電路為一個應用調整 管實現(xiàn)的穩(wěn)壓電路， 主要的工作原理為當輸入電壓高于 10V 時， 穩(wěn)壓管 D6 開始穩(wěn)壓， 此時 Q1 放大導通， 則 Q2 也開始放大導通給供電電容 C6 和 C19 充電， 使得輸出電壓 穩(wěn)定在約為 10V， 此時 ISL6843

24、開始工作。當 ISL6843 工作后， 由供電線圈和 D9 組成 的供電電路開始工作， 當供電電路的電壓大于 10V 時， 穩(wěn)壓管 D6 正向導通， 此時啟 動電路關閉。方框 2 為峰值電流取樣電路， 采用線圈取樣， 這里不做贅述。這里主要介紹一下從第11頁 共 19頁 輸入電壓接入 R15的作用， 由于該模塊輸入電壓范圍較寬 （12.5V-50V）， 普通的峰值電流 控制電壓調整率很難滿足要求。而加入 R15 后， 相當于前饋加強了， 即輸入電壓越高， 輸入電流限制越小， 這樣很容易滿足電壓調整率要求。方框 3為諧波補償電路， 利用三極管將 ISL6843 4 腳產生的鋸齒波引入到峰值電流輸

25、 入腳。方框 4為一個推挽驅動電路， 由于工作頻率較高 （350KHz）， ISL6843 輸出驅動電流 為 1A， 這樣很驅動的上升時間相對于周期時間很長， 影響管子的導通， 采用推挽驅動 后， 供電由外部供電電路供給， 很好的解決了這個問題。方框 5 為一個同步整流電路， 采用同步線圈控制， 原理較簡單， 這里不做贅述。方框 6 為過流保護電路， 此電路還在調試中。 其基本原理為當過載到一定程度時， 輸 出電壓會跌落， 此時 ISL6843 1 腳升高于一定值時， 比較器輸出為低， 此時光耦的輸出 端被箝位低， MOS 關斷， 實現(xiàn)過流保護。方框 7 為電壓采樣及補償控制電路， 這里不做贅

26、述。5 關鍵參數(shù)設計及元器件選取（1）功率器件選取與損耗計算主管： 150V 管子損耗 （W）50V 輸入28V 輸入12.5V 輸入管型15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出備注（ 15W ）SiR838DP0.161270.161580.130180.132850.17380.1834935A50V 輸入28V 輸入12.5V 輸入15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出備注（ 30W ）SiR838DP0.227550.240.23430.25410.467480.5129335A同步整流管： 100V（當輸出為 15V 時的整流管

27、）損耗（W）50V 輸入28V 輸入12.5 輸入管型15V 輸出15V 輸出15V 輸出備注（ 15W）Si7454DP0.070740.059660.10727.8A15V 輸出15V 輸出15V 輸出備注（ 30W）SiR432DP0.116130.133690.304828A同步整流管： 50V（含高于 50V的管子） （當輸出為 5V 時的整流管 ）損耗（W）50V 輸入28V 輸入12.5 輸入第12頁 共 19頁管型5V 輸出5V 輸出5V 輸出備注（ 15W）Si7164DP0.134930.128750.1726760A5V 輸出5V 輸出5V 輸出備注（ 30W）Si716

28、4DP0.179990.212290.4167260A（2）采用 LT3748 控制， 輸出功率為 15W 變壓器計算 :假定磁芯不飽和，原邊電感量 Li 和副邊電感量 Lo 為常數(shù)，開關管為理想開關。對于 臨界導通狀態(tài)， 0 時刻原邊電流為零， DT 時刻電感電流為IP1 Ug DTI P1P1Li原邊在一個周期內獲得的能量為W 1 Li I P212 i P1Ug2D2T2Li轉換效率為 ，工作頻率為 f，輸出功率為Ug2D2TPOWf gUO IOO 2LiO O周期末副邊電流為 0，開關管截止時間用 Do 表示，有DOTU ON PI S1 I P1 LO S1 NS P1 定義單圈電

29、感量為 Lr ，則有：Li N2pLr, Lo N2s Lr 可以推導出DO U gNs DUo Np在輸入電壓一定、周期一定的時候，占空比越大，原邊電感越小，電流峰值越大，輸入功率和輸出功率越大。若 Li 變大，為保證輸出功率不變，要求 D也變大。因為 D 最 大為 0.5，若 Li 變大幅度太大，超出 D 變化可調節(jié)的范圍，則輸出功率必然變小。POD2LiI P1U gDTDLiLi磁芯工作頻率選擇在 250K，變頻頻率可以下降到幾十 K ，應選擇工作頻率 500K 以 下的寬溫度范圍， 低損耗高頻鐵氧體材料， 根據(jù)昆山錳鋅鐵氧體材料手冊， 應選擇 DMR90第13頁 共 19頁或 DMR

30、95 材料磁芯。對應 TDK 磁芯型號為 PC90 或 PC95 材料。其中， 95 材料具有更 高的初始導磁率， 使用頻率較低 （ 400K）寬溫度范圍磁損小， 90 材料初始導磁率較低， 使用頻率較高（ 500K），因此選用 PC95材料。 PC95材料磁損系數(shù)為 280350mW/cm3， 測試條件為 100KHz ，200mT。選擇 PC95ER14 其 Aw=5.84mm2，Ae=17.6mm2。其 Aw*Ae=102.8mm4。 64根據(jù)公式 Aw*Ae=Pout*10 6/（2*ko*kc*f*Bm*j* ）=99.2mm4，其中 Aw 為窗口面積； Ae為磁芯截面積； ko為窗

31、口填充系數(shù) 1，一般取0.40.6，此處取 0.4；kc為磁芯截面積 填充系數(shù) =1；f 為工作頻率取 250K；Bm 為飽和磁通密度， PC95 材料最大可以選擇為 3900Gs（100），安全起見選擇 2800Gs；j 為電流密度，取 4A/mm2；取 0.9，Pout 為 變壓器輸出功率，考慮過功率輸出取 20W。此時計算原邊匝數(shù)為 4.9 圈，取為 5 圈。計算氣隙長度為 0.183mm。此時可得副邊 圈數(shù)為 6匝（輸出 15V）和 2 匝（輸出 5V）。（3）采用 ISL6843 控制， 輸出功率為 15W 變壓器計算 : 假設當輸出功率為半載時工作在臨界模式， 此時P1.Ug2D

32、2T2P6.2 H其中Ug 12.5V, f 350kHz, T=2.86 s， D 為最大占空比 0.5選擇對應 TDK 磁芯型號為 PC90 或 PC95 材料。其中， 95 材料具有更高的初始導磁 率，使用頻率較低（ 400K）寬溫度范圍磁損小， 90 材料初始導磁率較低，使用頻率較 高（ 500K）， 因此選用 PC95 材料。 PC95 材料磁損系數(shù)為 280350mW/cm3，測試條 件為 100KHz， 200mT。選擇 PC95ER11 其 Aw=4.956mm2， Ae=11.9mm2。其 Aw*Ae=58.98mm4。根據(jù)公式 Aw*Ae=Pout*10 6/（2*ko*k

33、c*f*Bm*j* ）=52.88mm4，其中 Aw 為窗口面積； Ae為磁芯截面積； ko為窗口填充系數(shù) 1，一般取0.40.6，此處取 0.4；kc為磁芯截面積 填充系數(shù) =1；f 為工作頻率取 350K；Bm 為飽和磁通密度， PC95 材料最大可以選擇為 3900Gs（100），安全起見選擇 3000Gs；j 為電流密度，取 5A/mm2；取 0.9，Pout 為 變壓器輸出功率，考慮過功率輸出取 20W。此時計算原邊匝數(shù)為 7.8 圈，取為 8 圈。計算氣隙長度為 0.2mm。此時可得副邊圈 數(shù)為 10 匝（輸出 15V）和 3 匝（輸出 5V）， 供電線圈為 8 匝， 同步整流為

34、2 匝（輸出 15V）和 2 匝（輸出 5V）。6 建模與仿真第14頁 共 19頁方案一的模型現(xiàn)在還沒建出來，后續(xù)會給出。下面給出方案二的控制仿真模型： 在復頻域下，反激式開關電源電路可等效成如圖 6.1所示的理論模型，圖 6.2 所示為 反激電路電路圖。V ref (s)圖 6.1 反激電路模型結構圖其中， Gv (s)是補償網絡傳函， AP (s)是功率級傳遞函數(shù)， V 0 (s)輸出信號， V ref (s)為參考電壓象函數(shù)。輸入直流電壓CoECSRRs補償器VrefRo圖 6.2 反激電路電路圖1)功率級 AP s 傳遞函數(shù)1sApZ(esr)1s其中：ADC2 Vin VoutVin

35、 VeNsecNpriPRL CoZ (esr)RESR CoVe是誤差放大器的直流基準值，RL 是負載電阻， CO 是輸出電容， RESR 是輸出電 容的 ESR 電阻。2)補償網絡 Gv s 傳遞函數(shù)第15頁 共 19頁本文中的單端反激電路所選用的是積分反饋網絡，如圖 6.3 所示誤差放大器CC圖 6.3 反饋網絡示意圖反饋網絡的傳遞函數(shù)為：Gvs RCCC其中 RC、CC是圖 6.3中補償網絡的電阻和電容。（3）參數(shù)選擇 單端反激電路系統(tǒng)主要參數(shù)為：反激變壓器變比n=Npri/Nsec=8/10；輸入電壓Vin=12.5-50V ；輸出 電壓 Vout=15V ；輸出功率 Po=0.072-15W；峰 值電流 采樣電阻 Rs=0.25 ；輸出電容 Cout= 10uF；補償網絡參數(shù) Cc=1uF，Rc=30 K。（4）復頻域下系統(tǒng)仿真圖如圖所示，圖 6.4為復頻域下 Vout=50V、P