第五章直流交流(DCAC)變換

1、第五章 直流交流（DCAC）變換 5.1 逆變電路概述 晶閘管逆變電路的換流問題DCAC變換原理可用圖5-1所示單相逆變電路來說明，其中晶閘管元件VT1、VT4，VT2、VT3成對導(dǎo)通。當(dāng)VT1、VT4導(dǎo)通時(shí)，直流電源E通過VT1、VT4向負(fù)載送出電流，形成輸出電壓 左（+）、右（-），如圖5-1（a）所示。當(dāng)VT2、VT3導(dǎo)通時(shí)，設(shè)法將VT1、VT4關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)負(fù)載電流從VT1、VT4向VT2、VT3的轉(zhuǎn)移，即換流。換流完成后，由VT2、VT3向負(fù)載輸出電流，形成左（-）、右（+）的輸出電壓 ，如圖5-1（b）所示。這兩對晶閘管輪流切換導(dǎo)通，則負(fù)載上便可得到交流電壓 ，如圖5-1（c

2、）波形所示?？刂苾蓪чl管的切換導(dǎo)通頻率就可調(diào)節(jié)輸出交流頻率，改變直流電壓E的大小就可調(diào)節(jié)輸出電壓幅值。輸出電流的波形、相位則決定于交流負(fù)載的性質(zhì)。圖5-1 DCAC變換原理 要使逆變電路穩(wěn)定工作，必須解決導(dǎo)通晶閘管的關(guān)斷問題，即換流問題。晶閘管為半控器件，在承受正向電壓條件下只要門極施加正向觸發(fā)脈沖即可導(dǎo)通。但導(dǎo)通后門極失去控制作用，只有使陽極電流衰減至維持電流以下才能關(guān)斷。常用的晶閘管換流方法有：（1）電網(wǎng)換流（2）負(fù)載諧振式換流（3）強(qiáng)迫換流  逆變電路的類型 逆變器的交流負(fù)載中包含有電感、電容等無源元件，它們與外電路間必然有能量的交換，這就是無功。由于逆變

3、器的直流輸入與交流輸出間有無功功率的流動(dòng)，所以必須在直流輸入端設(shè)置儲(chǔ)能元件來緩沖無功的需求。在交直交變頻電路中，直流環(huán)節(jié)的儲(chǔ)能元件往往被當(dāng)作濾波元件來看待，但它更有向交流負(fù)載提供無功功率的重要作用。根據(jù)直流輸入儲(chǔ)能元件類型的不同，逆變電路可分為兩種類型：圖5-4 電壓源型逆變器圖 5-5 無功二極管的作用 1電壓源型逆變器電壓源型逆變器是采用電容作儲(chǔ)能元件，圖5-4為一單相橋式電壓源型逆變器原理圖。電壓源型逆變器有如下特點(diǎn)：1）直流輸入側(cè)并聯(lián)大電容C用作無功功率緩沖環(huán)節(jié)（濾波環(huán)節(jié)），構(gòu)成逆變器低阻抗的電源內(nèi)阻特性（電壓源特性），即輸出電壓確定，其波形接近矩形，電流波形與負(fù)載有關(guān)，接近

4、正弦。2）由于直流側(cè)電壓極性不允許改變，無功從交流向直流回饋時(shí)只能改變電流方向來實(shí)現(xiàn)，為此在各功率開關(guān)元件旁反并聯(lián)續(xù)流二極管，為感性負(fù)載電流提供反饋能量至直流的無功通路。圖5-5繪出了一個(gè)周期內(nèi)負(fù)載電壓 、負(fù)載電流 的理想波形，按 極性分區(qū)內(nèi)導(dǎo)通的元件及功率的流向（P>0，功率從直流流向交流；P<0，從交流流向直流），用以說明VD對無功傳遞的重要作用。2電流源型逆變器電流源型逆變器采用電感作儲(chǔ)能元件，圖5-6為一單相橋式電流源型逆變器原理圖，圖中未繪出晶閘管換流電路。電流源型逆變器有如下特點(diǎn)：1）直流回路串以大電感Ld作無功元件（濾波元件）儲(chǔ)存無功功率，也就構(gòu)成了逆變器高阻抗的電源

5、內(nèi)阻特性（電流源特性），即輸出電流確定，波形接近矩形；電壓波形與負(fù)載有關(guān)，在正弦波基礎(chǔ)上迭加換流電壓尖峰。2）由于直流環(huán)節(jié)電流Id不能反向，只有改變逆變器兩端直流電壓極性來改變能量流動(dòng)方向、反饋無功功率，無需設(shè)置反饋二極管。 圖5-6 電流源型逆變器3兩類逆變器的比較1）電壓源型逆變器采用大電容作儲(chǔ)能（濾波）元件，逆變器呈現(xiàn)低內(nèi)阻特性，直流電壓大小和極性不能改變，能將負(fù)載電壓箝在電源電壓水平上，浪涌過電壓低，適合于穩(wěn)頻穩(wěn)壓電源，不可逆電力拖動(dòng)系統(tǒng)、多臺(tái)電機(jī)協(xié)同調(diào)速和快速性要求不高的應(yīng)用場合。電流源型逆變器電流方向不變，可通過逆變器和整流器的工作狀態(tài)變化，實(shí)現(xiàn)能量流向改變，實(shí)現(xiàn)電力拖動(dòng)

6、系統(tǒng)的電動(dòng)、制動(dòng)運(yùn)行，故可應(yīng)用于頻繁加、減速，正、反轉(zhuǎn)的單機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)。2）電流源型逆變器因用大電感儲(chǔ)能（濾波），主電路抗電流沖擊能力強(qiáng)，能有效抑制電流突變、延緩故障電流上升速率，過電流保護(hù)容易。電壓源型逆變器輸出電壓穩(wěn)定，一旦出現(xiàn)短路電流上升極快，難以獲得保護(hù)處理所需時(shí)間，過電流保護(hù)困難。3）采用晶閘管元件的電流源型逆變器依靠電容與負(fù)載電感的諧振來實(shí)現(xiàn)換流，負(fù)載構(gòu)成換流回路的一部分，不接入負(fù)載系統(tǒng)不能運(yùn)行。4）電壓源型逆變器必須設(shè)置反饋（無功）二極管來給負(fù)載提供感性無功電流通路，主電路結(jié)構(gòu)較電流源逆變器復(fù)雜。電流源型逆變器無功功率由濾波電感儲(chǔ)存，無需二極管續(xù)流，主電路結(jié)構(gòu)簡單。5.2 負(fù)載諧振

7、式逆變電路負(fù)載諧振式逆變電路根據(jù)換流電容與負(fù)載電感的連接方式可分為并聯(lián)和串聯(lián)兩種。換流電容與負(fù)載電感并聯(lián)、利用電容與電感的并聯(lián)諧振特性實(shí)現(xiàn)自然換流的逆變電路稱為并聯(lián)諧振逆變器。同理，換流電容與負(fù)載串聯(lián)、利用電容與負(fù)載電感的串聯(lián)諧振特性實(shí)現(xiàn)自然換流的逆變電路稱為串聯(lián)諧振逆變器；它們是構(gòu)成中頻感應(yīng)加熱電源的主要電路形式。本節(jié)僅以并聯(lián)諧振式負(fù)載換流逆變器為代表進(jìn)行介紹。圖5-8 并聯(lián)諧振式逆變器工作過程 并聯(lián)諧振式逆變器原理電路如圖5-8所示，直流電源E可由整流電源獲得。由于負(fù)載并聯(lián)諧振時(shí)阻抗最大，必須采用電流源向逆變電路供電，故采用大電感Ld濾波，所以并聯(lián)諧振逆變電路屬電流源型，流過晶閘

8、管的電流近似為矩形，負(fù)載電流為交變矩形波。逆變器由四個(gè)橋臂構(gòu)成，每個(gè)橋臂均由一只晶閘管和一限流電抗器串聯(lián)而成。由于工作頻率為（12.5）kHz中頻，采用快速晶閘管。限流電抗器L1L4自感值相等，互感為零，用于晶閘管導(dǎo)通時(shí)對流經(jīng)的電流作di/dt限制。濾波電感Ld不僅使直流電流平直，而且還可限制中頻電流進(jìn)入直流電源，起交直流隔離作用。由于晶閘管交替觸發(fā)的頻率與負(fù)載回路諧振頻率接近，負(fù)載電路工作在諧振狀態(tài)，這樣可以得到較高的功率因數(shù)和效率。又由于諧振電路對所施加的矩形波電壓基波分量呈現(xiàn)高阻抗，而對高次諧波分量電壓可近似看作短路，故負(fù)載兩端電壓 接近正弦波。負(fù)載電流 在濾波電感Ld作用下近似交變矩形

9、波。換流電容C提供了負(fù)載所需無功功率，并使 超前 一定相位，利用 過零來關(guān)斷已導(dǎo)通的晶閘管，實(shí)現(xiàn)負(fù)載諧振換流。5.3 強(qiáng)迫換流式逆變電路  串聯(lián)二極管式電流源型逆變器結(jié)構(gòu) 串聯(lián)二極管式電流源型逆變器主電路如圖5-10所示。圖中VT1VT6為晶閘管，C1C6為換流電容，VD1VD6為隔離二極管，用于使換流回路與負(fù)載隔離，防止電容上的充電電壓經(jīng)負(fù)載泄放而影響晶閘管換流。由于隔離二極管與晶閘管串聯(lián)，故稱串聯(lián)二極管式換流電路。逆變器直流側(cè)經(jīng)大電感Ld濾波，使輸入直流平直，構(gòu)成了電流源內(nèi)阻特性。  圖5-10 串聯(lián)二極管式電流源型逆變器 逆變器晶閘管為1

10、20º導(dǎo)通型，除換流期間有三相通電外，其余時(shí)間均只有分屬不同相的橋臂上、下二晶閘管導(dǎo)通，負(fù)載兩相輪流通電。晶閘管導(dǎo)通順序?yàn)閂T1VT2VT3VT4VT5VT6VT1，各管觸發(fā)脈沖相隔60º，每管導(dǎo)通120º，元件換流在VT1、VT3、VT5間及VT2、VT6、VT2間進(jìn)行。電流源型逆變器理想輸出波形如圖5-13所示。當(dāng)負(fù)載Y接時(shí)，每相電流如圖5-13（a）所示；當(dāng)負(fù)載接時(shí)，每相負(fù)載中電流波形如圖5-13（b）所示。 圖5-13 電流源型逆變器輸出相電流波形5.4 逆變電路的多重化及多電平化在大功率逆變電路中，電流源型逆變器常采用半控器件晶閘管作功率開關(guān)，

11、存在較長時(shí)間換流過程，限制開關(guān)頻率，使輸出電流為方波；高壓、大功率電壓源型逆變器也多采用門極可關(guān)斷晶閘管作功率元件，雖有自關(guān)斷能力但器件開關(guān)頻率仍低，輸出電壓也多為方波。方波電壓、電流含有豐富的低次諧波，嚴(yán)重影響輸出特性。如用于交流電機(jī)供電，會(huì)使電機(jī)附加損耗增加，效率降低，運(yùn)行功率因數(shù)惡化，產(chǎn)生諧波轉(zhuǎn)矩，引起噪聲與振動(dòng)等。因此有必要對逆變器輸出波形進(jìn)行改善，使之盡可能接近正弦形，以減少諧波含量。對此有二種處理方法：對于大容量逆變器，由于電壓、電流定額限制只能使用晶閘管（包括門極可關(guān)斷晶閘管）作開關(guān)元件時(shí)，多采用多重化、多電平化技術(shù)，這是本節(jié)討論內(nèi)容；對于中、小容量逆變器，可以使用高頻自關(guān)斷器件

12、，多采用脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，這將是下節(jié)重點(diǎn)討論的內(nèi)容。  多重化技術(shù)多重化就是將幾個(gè)逆變器的輸出矩形波在相位上錯(cuò)開一定角度進(jìn)行迭加，使之獲得盡可能接近正弦波的多階梯波形。從電路輸出合成形式看，多重化逆變電路有串聯(lián)多重和并聯(lián)多重兩種形式。串聯(lián)多重是將幾個(gè)逆變器的輸出串聯(lián)起來，多用于電壓源型逆變電路；并聯(lián)多重是將幾個(gè)逆變器的輸出并聯(lián)起來，多用于電流源型逆變電路。1串聯(lián)多重化圖5-14給出了一個(gè)二重化的三相電壓源逆變器主電路。，兩個(gè)三相橋式逆變電路公用同 一直流電源E，輸出電壓通過變壓器T1、T2串聯(lián)合成。  圖5-14 三相電壓源型二重逆變電路 圖5-15 三相逆變電路輸出

13、電壓波形 圖5-17 三相電壓源型二重逆變電路波形 2并聯(lián)多重化一種三相電流源型逆變器三重化的方案如圖5-18所示。圖5-18 三相電流源型三重化逆變電路從以上電壓源型逆變器的串聯(lián)多重化和電流源型逆變器的并聯(lián)多重化可以看出，采用多重化技術(shù)后，負(fù)載上得到了盡可能接近正弦的多臺(tái)階階梯波，且多重化聯(lián)接數(shù)越多，波形改善效果越好。但是由于主回路換流的相互影響、控制電路及輸出變壓器聯(lián)接的復(fù)雜程度等原因，實(shí)用上多采用三重化。 多電平化圖5-22為一種中點(diǎn)鉗位式三電平逆變電路。圖5-23為三電平逆變器的輸出電壓波形。  圖5-22 三電平電壓源型逆變器 圖5-23 三電平逆變器波

14、形5.5 脈寬調(diào)制型（PWM）逆變電路在工業(yè)應(yīng)用中許多負(fù)載對逆變器的輸出特性有嚴(yán)格要求，除頻率可變、電壓大小可調(diào)外，還要求輸出電壓基波盡可能大、諧波含量盡可能小。對于采用無自關(guān)斷能力晶閘管元件的方波輸出逆變器，多采用多重化、多電平化措施使輸出波形多臺(tái)階化來接近正弦。這種措施電路結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，代價(jià)較高，效果卻不盡人意。改善逆變器輸出特性另一種辦法是使用自關(guān)斷器件作高頻通、斷的開關(guān)控制，將方波電壓輸出變?yōu)榈确坏葘挼拿}沖電壓輸出，并通過調(diào)制控制使輸出電壓消除低次諧波、只剩幅值很小、易于抑制的高次諧波，從而極大地改善了逆變器的輸出特性。這種逆變電路就是脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulate

15、dPWM）型逆變電路，它是目前直流交流（DCAC）變換中最重要的變換技術(shù)，是本章的重點(diǎn)內(nèi)容?；驹戆凑蛰敵鼋涣麟妷喊胫芷趦?nèi)的脈沖數(shù)，脈寬調(diào)制（PWM）可分為單脈沖調(diào)制和多脈沖調(diào)制；按照輸出電壓脈沖寬度變化規(guī)律，PWM可分為等脈寬調(diào)制和正弦脈寬調(diào)制（SPWM）。按照輸出半周期內(nèi)脈沖電壓極性單一還是變化，PWM可分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制。在輸出電壓頻率變化中，輸出電壓半周期內(nèi)的脈沖數(shù)固定還是變化，PWM又可分為同步調(diào)制、異步調(diào)制和分段同步調(diào)制等。對于這些有關(guān)調(diào)制技術(shù)的基本原理和概念，準(zhǔn)備通過單相脈寬調(diào)制電路來說明。1單脈沖與多脈沖調(diào)制圖5-24（a）為一單相橋式逆變電路。功率開關(guān)器件VT1、V

16、T2之間及VT3、VT4之間作互補(bǔ)通、斷，則負(fù)載兩端A、B點(diǎn)對電源E負(fù)端的電壓波形 均為180º的方波。若VT1、VT2通斷切換時(shí)間與VT3、VT4通斷切換時(shí)間錯(cuò)開角，則負(fù)載上的輸出電壓 得到調(diào)制，輸出脈寬為的單脈沖方波電壓，如圖5-24（b）所示。調(diào)節(jié)范圍為0180º，從而使交流輸出電壓 的大小可從零調(diào)至最大值，這就是電壓的單脈沖脈寬調(diào)制控制。圖5-24 單相逆變電路及單脈沖調(diào)制（a）單相逆變電路；（b）單脈沖PWM 如果對逆變電路各功率開關(guān)元件通斷作適當(dāng)控制，使半周期內(nèi)的脈沖數(shù)增加，就可實(shí)現(xiàn)多脈沖調(diào)制。圖5-25（a）為多脈沖調(diào)制電路原理圖，（b）為輸出的多脈

17、沖PWM波形，圖中， 為三角波的載波信號(hào)電壓， 為輸出脈寬控制用調(diào)制信號(hào)， 為調(diào)制后輸出PWM信號(hào)。當(dāng) ，比較器輸出 為高電平；當(dāng) ，比較器輸出 為低電平。由于 為直流電壓，輸出 為等脈寬PWM；改變?nèi)禽d波頻率，就可改變半周期內(nèi)脈沖數(shù)。圖5-25 多脈沖調(diào)制電路及PWM波形2.正弦脈寬調(diào)制（SPWM）等脈寬調(diào)制產(chǎn)生的電壓波形中諧波含量仍然很高，為使輸出電壓波形中基波含量增大，應(yīng)選用正弦波作為調(diào)制信號(hào) 。這是因?yàn)榈妊切蔚妮d波 上、下寬度線性變化，任何一條光滑曲線與三角波相交時(shí)，都會(huì)得到一組脈沖寬度正比于該函數(shù)值的矩形脈沖。所以用三角波與正弦波相交，就可獲得一組寬度按正弦規(guī)律變化的脈沖波形，

18、如圖5-26所示。而且在三角載波 不變條件下，改變正弦調(diào)制波 的周期就可以改變輸出脈沖寬度變化的周期；改變正弦調(diào)制波 的幅值，就可改變輸出脈沖的寬度，進(jìn)而改變 中基波 的大小。因此在直流電源電壓E不變的條件下，通過對調(diào)制波頻率、幅值的控制，就可使逆變器同時(shí)完成變頻和變壓的雙重功能，這就是正弦脈寬調(diào)制（Sine Pule Width ModulatedSPWM）。圖5-26 正弦脈寬調(diào)制（單極性） 3.單極性與雙極性調(diào)制從圖5-26中可以看出，半周期內(nèi)調(diào)制波與載波均只有單一的極性： ；輸出SPWM波也只有單一的極性：正半周內(nèi)， ；負(fù)半周內(nèi)， ； 極性的變化是通過倒相電路按半周期切換所得

19、。這種半周期內(nèi)具有單一極性SPWM波形輸出的調(diào)制方式稱單極性調(diào)制。圖5-27 雙極性SPWM 逆變電路采用單極性調(diào)制時(shí)，在輸出的半周期內(nèi)每橋臂只有上或下一個(gè)開關(guān)元件作通斷控制，另一個(gè)開關(guān)元件關(guān)斷。如任何時(shí)候每橋臂的上、下元件之間均作互補(bǔ)的通、斷，則可實(shí)現(xiàn)雙極性調(diào)制，其原理如圖5-27所示。雙極性調(diào)制時(shí)，任何半周期內(nèi)調(diào)制波 、載波 及輸出SPWM波 均有正、負(fù)極性的電壓交替出現(xiàn)。4.同步調(diào)制與異步調(diào)制SPWM逆變器輸出電壓的頻率可以通過改變正弦調(diào)制波 的頻率來調(diào)節(jié)，此時(shí)對三角形載波 的頻率有兩種處理方式：一是載波頻率隨調(diào)制波頻率成比例變化，在任何輸出頻率下保持每半周期內(nèi)的輸出脈沖數(shù)不變

20、，稱為同步調(diào)制。另一種是在任何時(shí)候均保持載波頻率不變，此時(shí)半周期內(nèi)的輸出脈沖數(shù)在不同輸出頻率下均不同，稱異步調(diào)制。圖5-28 SPWM調(diào)制控制曲線同步調(diào)制時(shí)輸出SPWM波形穩(wěn)定，正、負(fù)半周完全對稱，只含奇次諧波。但由于每半周的輸出脈沖數(shù)在任何時(shí)刻均不變，故在低頻時(shí)輸出電壓的諧波含量比高頻時(shí)大得多，低頻輸出特征不好。異步調(diào)制時(shí)可通過控制載波頻率使低頻時(shí)輸出脈沖增加，以利改善輸出特性，但由于半周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)及相位隨輸出頻率變化，正、負(fù)半周的輸出波形都不能完全對稱，會(huì)出現(xiàn)偶次諧波，也影響輸出特性?？紤]到低頻時(shí)異步調(diào)制有利、高頻時(shí)同步調(diào)制較好，所以實(shí)用中采取了分段同步調(diào)制的折衷方案，如圖5-28所示

21、。即：將整個(gè)輸出頻率范圍 分為幾個(gè)頻率段，除在低頻段采用異步調(diào)制外，其他各段均設(shè)置一適當(dāng)載波比 ，即載波頻率 與調(diào)制波頻率 之比，實(shí)施同步調(diào)制。這樣在某一確定頻率段內(nèi)，隨著輸出頻率增大載波頻率增加，但始終保持確定的半周期輸出脈沖數(shù)目不變。隨著運(yùn)行頻率 的提高，減小載波比N，以保持功率器件的開關(guān)頻率在一個(gè)合理的范圍。當(dāng)輸出頻率達(dá)到額定值 后，將脈寬調(diào)制方式改為方波輸出，以充分利用直流電源電壓E。  正弦脈寬調(diào)制方法SPWM是以獲得正弦電壓輸出為目標(biāo)的一種脈寬調(diào)制方式。本小節(jié)將以應(yīng)用最普遍的三相電壓源型逆變電路來討論SPWM具體實(shí)現(xiàn)方法，主要是采樣法和指定諧波消去法。 1.采樣法圖5-3

22、0為一三相電壓源型PWM逆變器，VT1VT6為高頻自關(guān)斷器件，VD1VD6為與之反并聯(lián)的快速恢復(fù)二極管，為負(fù)載感性無功電流提供通路。二個(gè)直流濾波電容C串聯(lián)接地，中點(diǎn)O可以認(rèn)為與三相Y接負(fù)載中點(diǎn)O等電位。逆變器輸出A、B、C三相PWM電壓波形取決于開關(guān)器件VT1VT6上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形，即PWM的調(diào)制方式。圖5-30 三相電壓源型PWM逆變器主電路結(jié)構(gòu) 假設(shè)逆變電路采用雙極性SPWM控制，三相公用一個(gè)三角形載波 ，三相正弦調(diào)制信號(hào) 互差120º。這種由正弦調(diào)制波與三角載波相交、交點(diǎn)決定開關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)刻而形成SPWM波形的方法稱采樣法。2.指定諧波消去法指定諧波消去法是將逆變電路

23、與負(fù)載作為一個(gè)整體進(jìn)行分析，從消去對系統(tǒng)有害的某些指定次數(shù)諧波出發(fā)來確定SPWM波形的開關(guān)時(shí)刻，使逆變器輸出電壓接近正弦。這對采用低開關(guān)頻率器件的逆變器更具意義。圖5-32 可以消除5、7次諧波的三脈沖SPWM 圖5-32為1/4周期內(nèi)僅有三個(gè)開關(guān)角 的三脈沖、單極性SPWM波形，要求調(diào)制時(shí)控制輸出電壓基波幅值為 ，消除其中為害最大的5、7次諧波（由于負(fù)載Y接、無中線，無3及其倍數(shù)次諧波）。為了確定開關(guān)時(shí)刻，將時(shí)間坐標(biāo)原點(diǎn)取在波形的1/4周期處，則該P(yáng)WM波形的富氏級(jí)數(shù)展開為 （5-17）式中第k次諧波電壓幅值 可展開成 （5-18）由于脈沖具有軸對稱性，無偶次諧波，k為奇數(shù)。將上式

24、代入式（5-17），得 (5-19)根據(jù)要求，應(yīng)有 （5-20）求解以上諧波幅值方程，即可求得為消除5、7次諧波所必需滿足的開關(guān)角 。這樣，就可以較少的開關(guān)次數(shù)，獲得期望的SPWM輸出電壓。當(dāng)然，如若希望消除更多的諧波含量，則需用更多諧波幅值方程求解更多的關(guān)開時(shí)刻。 電流滯環(huán)控制PWM電流滯環(huán)控制PWM是將負(fù)載三相電流與三相正弦參考電流相比較，如果實(shí)際負(fù)載電流大于給定參考電流，通過控制逆變器功率開關(guān)元件關(guān)斷使之減??；如果實(shí)際電流小于參考電流，控制功率開關(guān)器件導(dǎo)通使之增大。通過對電流的這種閉環(huán)控制，強(qiáng)制負(fù)載電流的頻率、幅值、相位按給定值變化，提高電壓源型PWM逆變器對電流的響應(yīng)速度。圖5-33

25、電流滯環(huán)控制PWM輸出一相電流 及電壓 波形 圖5-33給出了電流控制PWM逆變器的一相輸出電流、電壓波形。圖中 為給定正弦電流參考信號(hào)， 為逆變器實(shí)際輸出電流， 為設(shè)定的電流允許偏差。當(dāng) 時(shí)，控制逆變器該相下橋臂開關(guān)元件導(dǎo)通，使 衰減；當(dāng) ，控制逆變器該相上橋臂開關(guān)元件導(dǎo)通，使 增大；以此種方式迫使該相負(fù)載電流 跟隨指令電流變化并將跟隨誤差限定在允許的 范圍內(nèi)。這樣逆變器輸出電流呈鋸齒波，其包絡(luò)線按指令規(guī)律變化；輸出電壓為雙極性PWM波形。逆變器功率開關(guān)元件工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，允許偏差 越小，電流跟蹤精度越高，但功率器件的開關(guān)頻率也越高，必須注意所用器件的最高開關(guān)頻率限制。

26、0;5.6 PWM整流電路目前在交流直流（ACDC）變換中多采用晶閘管可控整流或二極管不控整流二種電路?？煽卣饔捎谝葡嘤|發(fā)，致使整流電路輸入電流滯后于電壓一個(gè)觸發(fā)延遲角 ，從而基波位移因數(shù)降低；同時(shí)輸入電流波形畸變，低次諧波含量大，致使畸變因數(shù)惡化變小，故輸入功率因數(shù)很低。采用二極管整流電路雖使位移因數(shù)可接近于1，但由于多采用大電容濾波，只有輸入交流電壓瞬時(shí)值高于電容電壓的狹窄范圍內(nèi)才有電流流過，輸入電流波形畸變嚴(yán)重，終因畸變因數(shù)惡化而使輸入功率因數(shù)低。此外二極管整流電路還有功率不可雙向流動(dòng)的缺陷。隨著SPWM調(diào)制技術(shù)的發(fā)展，不僅成功地用于逆變電路，而且還可用于整流電路，形成PWM整流的控制

27、方式。此時(shí)通過對整流電路的PWM控制，可使輸入電流正弦且和輸入電壓同相位，獲得非常接近于1的輸入功率因數(shù)，故亦稱單位功率因數(shù)變流器。 WM整流電路工作原理 1.單相PWM整流電路單相橋式PWM整流電路如圖5-46所示。按照自然采樣法對功率開關(guān)器件VT1VT4進(jìn)行SPWM控制，就可在全橋的交流輸入端AB間產(chǎn)生出SPWM波電壓 。 中含有和正弦調(diào)制波同頻、幅值成比例的基波，以及載波頻率的高次諧波，但不含低次諧波。由于交流側(cè)輸入電感Ls的作用，高次諧波造成的電流脈動(dòng)被濾除，控制正弦調(diào)制波頻率使之與電源同頻，則輸入電流 也可為與電源同頻正弦波。單相橋式PWM整流電路按升壓斬波原理工

28、作。當(dāng)交流電源電壓 時(shí)，由VT2、VD4、VD1、Ls和VT3、VD1、VD4、Ls分別組成兩個(gè)升壓斬波電路。以VT2、VD4、VD1、Ls構(gòu)成的電路為例，當(dāng)VT2導(dǎo)通時(shí)， 通過VT2、VD4向Ls儲(chǔ)能；當(dāng)VT2關(guān)斷時(shí)，Ls中的儲(chǔ)能通過VD1、VD4向直流側(cè)電容C充電，致使直流電壓 高于 的峰值。當(dāng) 時(shí)，則由VT1、VD3、VD2、Ls和VT4、VD2、VD3、Ls分別組成兩個(gè)升壓斬波電路，工作原理與 時(shí)類似。由于電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓應(yīng)從交流電壓峰值向上調(diào)節(jié)，向低調(diào)節(jié)會(huì)惡化輸入特性，甚至不能工作。圖5-46 單相PWM整流電路 輸入電流 相對電源電壓

29、的相位是通過對整流電路交流輸入電壓 的控制來實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)。圖5-47給出交流輸入回路基波等效電路及各種運(yùn)行狀態(tài)下的相量圖。圖中 分別為交流電源電壓 、電感 上電壓 、電阻 上電壓 及輸入電流 的基波相量， 為 的相量。 圖5-47 PWM整流電路輸入等效電路及運(yùn)行狀態(tài)相量圖 圖（b）為PWM整流狀態(tài)，此時(shí)控制 滯后 的一個(gè) 角，以確保 與 同相位，功率因數(shù)為1，能量從交流側(cè)送至直流側(cè)。圖（c）為PWM逆變狀態(tài)，此時(shí)控制 超前 的一個(gè) 角，以確保 與 正好反相位，功率因數(shù)也為1，但能量從直流側(cè)返回至交流側(cè)。從圖（b）、（c）可以看出，PWM整流電路只要控制 的相位，就可方便地實(shí)現(xiàn)

30、能量的雙向流動(dòng)，這對需要有再生制動(dòng)功能、欲實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行的交流調(diào)速系統(tǒng)是一種必須的變流電路方案。圖（d）為無功補(bǔ)償狀態(tài)，此時(shí)控制 滯后 一個(gè) 角，以確保 超前 90º，整流電路向交流電源送出無功功率。這種運(yùn)行狀態(tài)的電路被稱為無功功率發(fā)生器SVG（Static Var Generator），用于電力系統(tǒng)無功補(bǔ)償。圖（e）表示了通過控制 的相位和幅值，可實(shí)現(xiàn) 與 間的任意相位 關(guān)系。2.三相PWM整流電路三相橋式PWM整流電路結(jié)構(gòu)如圖5-48所示，其工作原理同單相電路，僅是從單相擴(kuò)展到三相。只要對電路進(jìn)行三相SPWM控制，就可在整流電路交流輸入端A、B、C得到三相SPWM輸出電壓。對各相

31、電壓按圖5-47（b）相量圖控制，就可獲得接近單位功率因數(shù)的三相正弦電流輸入。電路也可工作在逆變狀態(tài)或圖5-47（d）、（e）的運(yùn)行狀態(tài)。  圖5-48 三相橋式PWM整流電路 WM整流電路的控制 為使PWM整流電路獲得輸入電流正弦且和輸入電壓同相位的控制效果，根據(jù)有無電流反饋可將控制方式分兩種：間接電流控制和直接電流控制。間接電流控制沒有引入電流反饋，其動(dòng)態(tài)特性差，較少應(yīng)用。直接電流反饋則通過運(yùn)算求出交流輸入電流參考值，再采用交流電流反饋來直接控制輸入電流，使其跟蹤參考值，獲得期望的輸入特性。圖5-49 直接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖 圖5-49給

32、出了一種最常用的電流滯環(huán)比較直接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。這是一個(gè)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)為直流電壓控制環(huán)，內(nèi)環(huán)為交流電流控制環(huán)。直流電壓給定 和實(shí)際直流電壓 相比較，差值信號(hào)送PI調(diào)節(jié)器作比例積分運(yùn)算，以確保 實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)快、靜態(tài)無差，其輸出作為直流電流參考值 。 分別乘以與三相電源電壓 同相位的正弦信號(hào) 后，得到三相交流電流的正弦參考值 ，它們分別和各自的電源電壓同相位，而幅值則和反映負(fù)載電流大小的直流電流參考值 成正比，這正是整流器作單位功率因數(shù)運(yùn)行時(shí)所需的交流電流參考值。 和反饋的實(shí)際三相輸入電流 相比較后，通過對各相功率開關(guān)的滯環(huán)控制，使實(shí)際交流輸入電流跟蹤參考值，實(shí)現(xiàn)輸入電流的直接反饋控制

33、。這種采用滯環(huán)電流比較的直接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，電流響應(yīng)快，控制運(yùn)算與電路參數(shù)無關(guān)，魯棒性好，因而應(yīng)用較多。本章小結(jié)在本書介紹的ACDC、DCDC、DCAC、ACAC四大變換電路中，以ACDC（整流）變換和DCAC（逆變）變換最為基本，因此本章是全書的核心內(nèi)容之一。逆變是一種將直流變換成可變頻率交流的變換技術(shù)，廣泛用于交流電機(jī)變頻調(diào)速傳動(dòng)、有源電力濾波器、不間斷電源、感應(yīng)加熱裝置、電力系統(tǒng)中的靜止無功發(fā)生器等，其技術(shù)內(nèi)容涵蓋采用晶閘管的方波（六階梯波）逆變電路和高頻自關(guān)斷器件的脈寬調(diào)制（PWM）逆變電路，其中PWM技術(shù)更是電力電子技術(shù)中發(fā)展最快、最具潛力的技術(shù)方向，更須重視。本章逆變電路的內(nèi)

34、容是以器件換流和逆變器輸出特性改善為線索展開討論的。雖然采用晶閘管元件的四種變換電路中都有換流問題，但工作在電壓極性不變直流電源條件下的逆變電路的換流表現(xiàn)更集中、更具代表性。因此本章首先討論了三種常用換流方式：電網(wǎng)換流、負(fù)載諧振換流、電容強(qiáng)迫換流，并以此分類討論了并聯(lián)負(fù)載諧振式逆變器、強(qiáng)迫換流串聯(lián)二極管式電流源型逆變器。學(xué)習(xí)中必須注意這兩種逆變器晶閘管成功換流的條件。為了改善逆變器的輸出特性，可以采取從逆變電路拓樸結(jié)構(gòu)上改造和觸發(fā)控制方式上改變的兩類方法來實(shí)現(xiàn)。對于采用晶閘管元件的方波（六階梯波）逆變器，本章深入討論了逆變器多重化和逆變電路多電平化技術(shù)，以適應(yīng)大功率DCAC變換應(yīng)用的需要。對于

35、采用高頻自關(guān)斷器件的逆變電路，則集中討論了PWM調(diào)制技術(shù)。脈寬調(diào)制（PWM）逆變器是本章的重點(diǎn)內(nèi)容，是一項(xiàng)非常重要的通斷控制技術(shù)，實(shí)際上已在各類變換電路中廣泛采用，如DCDC變換中的直流斬波采用的就是直流PWM技術(shù)；用于ACDC變換就構(gòu)成了PWM整流電路。因此PWM是電力電子技術(shù)中意義重大、影響深遠(yuǎn)的重要變換技術(shù)，應(yīng)是學(xué)習(xí)的重點(diǎn)。本章主要討論了三種PWM技術(shù)：正弦脈寬調(diào)制SPWM、電流跟蹤控制PWM及電壓空間矢量控制SVPWM，要注意萌發(fā)這三種PWM變換方法的初衷（目的）和具體的實(shí)現(xiàn)技術(shù)，以及對改善輸出特性所做的技術(shù)處理。此外，雖然本章沒有以逆變器直流電源內(nèi)阻特性為線索來討論逆變電路，但深刻認(rèn)

36、識(shí)和理解電壓源型和電流源型逆變電路的概念和特性，對正確理解和分析各類電力電子電路幫助很大。 本章小結(jié)在本書介紹的ACDC、DCDC、DCAC、ACAC四大變換電路中，以ACDC（整流）變換和DCAC（逆變）變換最為基本，因此本章是全書的核心內(nèi)容之一。逆變是一種將直流變換成可變頻率交流的變換技術(shù)，廣泛用于交流電機(jī)變頻調(diào)速傳動(dòng)、有源電力濾波器、不間斷電源、感應(yīng)加熱裝置、電力系統(tǒng)中的靜止無功發(fā)生器等，其技術(shù)內(nèi)容涵蓋采用晶閘管的方波（六階梯波）逆變電路和高頻自關(guān)斷器件的脈寬調(diào)制（PWM）逆變電路，其中PWM技術(shù)更是電力電子技術(shù)中發(fā)展最快、最具潛力的技術(shù)方向，更須重視。本章逆變電路的內(nèi)容是以器

37、件換流和逆變器輸出特性改善為線索展開討論的。雖然采用晶閘管元件的四種變換電路中都有換流問題，但工作在電壓極性不變直流電源條件下的逆變電路的換流表現(xiàn)更集中、更具代表性。因此本章首先討論了三種常用換流方式：電網(wǎng)換流、負(fù)載諧振換流、電容強(qiáng)迫換流，并以此分類討論了并聯(lián)負(fù)載諧振式逆變器、強(qiáng)迫換流串聯(lián)二極管式電流源型逆變器。學(xué)習(xí)中必須注意這兩種逆變器晶閘管成功換流的條件。為了改善逆變器的輸出特性，可以采取從逆變電路拓樸結(jié)構(gòu)上改造和觸發(fā)控制方式上改變的兩類方法來實(shí)現(xiàn)。對于采用晶閘管元件的方波（六階梯波）逆變器，本章深入討論了逆變器多重化和逆變電路多電平化技術(shù)，以適應(yīng)大功率DCAC變換應(yīng)用的需要。對于采用高頻自關(guān)斷器件的逆變電