一種新型固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的功放電路設(shè)計

1、一種新型固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的功放電路設(shè)計摘要：介紹了一種基于電力電子功率器件的雙H橋移相疊加合成梯形波的單相逆變電路的設(shè)計，這種設(shè)計特別適用于對信號輸出的高次諧波有嚴(yán)格要求的大功率發(fā)射機(jī)的功放和單相逆變電源的電路中。相對于其它形式開關(guān)式逆變電路而言，該電路的設(shè)計方法簡便、實用。通過理論計算和試驗室模擬測試，驗證了此設(shè)計的合理性，抑制了大功率固態(tài)發(fā)射機(jī)輸出的高次諧波輸出，提高了無線電通信領(lǐng)域的兼容性和穩(wěn)定性。關(guān)鍵詞：固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)；高次諧波；移相疊加電路0引言隨著微電子技術(shù)和制造工藝以及加工水平的快速發(fā)展，大功率電力電子器件的開關(guān)速度、動靜態(tài)損耗、門極驅(qū)動和單位體積的擴(kuò)容等關(guān)鍵技術(shù)難題取得了重大

2、突破，使得電力電子器件的應(yīng)用更加廣泛。固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)功放環(huán)節(jié)就是采用電力電子器件極其優(yōu)越的開關(guān)放大性能，用很小功率的載信息的調(diào)制激勵信號激勵電力電子器件的門極（或柵極），實現(xiàn)小信號的功率驅(qū)動和放大。采用這種功放模式的發(fā)射機(jī)從根本上解決了電子管發(fā)射機(jī)工程造價高、起動停機(jī)慢、運行效率低和維護(hù)檢修難等多方面的缺陷問題。一般情況下，固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的功放環(huán)節(jié)是采用全橋式方波逆變拓?fù)?，即?只電力電子功率管構(gòu)成一個H形逆變橋如圖1所示。通過變化驅(qū)動信號（門極激勵信號）的脈寬來改變逆變橋輸出電壓和電流的脈寬，也即改變輸出信號的頻率，實現(xiàn)激勵信號的開關(guān)放大，從而實現(xiàn)小信號功率放大。圖1固態(tài)發(fā)射機(jī)功放電路簡

3、化圖通過理論計算和實際測試，這種形式的方波逆變器，輸出電壓含有較大的諧波（3,5,乙9次等）分量，其THD高達(dá)48%,即使是120°脈寬的矩形波，其THD仍有30%。所以，要使固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)輸出的諧波指標(biāo)要求符合國際無線電委會和國內(nèi)各種常用標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定，就必須在發(fā)射機(jī)功放輸出端加上體積龐大的濾波設(shè)備，然而，這一舉措帶來的弊端是增大了發(fā)射機(jī)的體積和規(guī)模，同時增加了發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的插入損耗，大大降低了系統(tǒng)效率。為了解決上述矛盾，很多同行業(yè)的科研單位和專家在固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的設(shè)計研制時，提出了多重化逆變技術(shù)。即應(yīng)用矢量疊加原理，將多個H形逆變橋的輸出通過變壓器二次側(cè)串聯(lián)起來，形成梯形波疊加組合

4、。本文從工程應(yīng)用的角度出發(fā)，設(shè)計一種帶30°死區(qū)的雙橋路移相疊加階梯波合成電路，并從理論和實踐兩個方面驗證本電路的可行性。1多重化階梯波合成原理移相疊加N階梯波合成逆變電路結(jié)構(gòu)原理如圖2所示。激勵信號經(jīng)過倍頻、移相和分路處理，形成N組相位各異的激勵信號，經(jīng)驅(qū)動后分別供給N個H橋逆變模塊。單個模塊輸出對稱方波電壓,兩個模塊之間輸出方波電壓依次存在角度為（n/N）的相移。所有模塊的輸出變壓器變比相同。全部模塊的輸出變壓器次級依次串聯(lián)，最終加在負(fù)載（R）上，這樣在負(fù)載上的電壓波形就構(gòu)成了階梯波。在此，舉例說明等脈寬、等幅值的6階梯波的疊加合成原理，如圖3所示。每一個模塊的驅(qū)動信號是根據(jù)激勵

5、信號30倍頻移相處理后產(chǎn)生6路一次相移為12°的準(zhǔn)方波系列。圖3中，V1V6分別是6個模塊單獨輸出的電壓波形，Vo是V1V6矢量相加合成的階梯波。通過正弦波形進(jìn)行擬合，六階梯波的曲線與正弦曲線非常近似。由此斷定6階梯波疊加電路構(gòu)成的固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)能夠大大降低輸出的諧波含量。圖2移相疊加階梯波合成原理圖圖3六階梯波合成原理理論計算得出N階梯波與其構(gòu)成電路輸出的諧波含量和激勵信號觸發(fā)時鐘的倍頻數(shù)列表見表1所示。表1階梯波與諧波含量和倍頻數(shù)關(guān)系表階梯數(shù)諧波THD時鐘倍頻數(shù)1 階梯48%12 階梯28%63 階梯14%124 階梯5.1%185 階梯4.6%246 階梯4.2%307 階梯

6、4.0%36從表1看出，階梯數(shù)越高，諧波THD值越小，同時對激勵信號的倍頻數(shù)越高。實際上，在固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的工程應(yīng)用過程中，采用多階梯疊加電路實現(xiàn)起來相當(dāng)復(fù)雜。需要由多個H逆變橋模塊進(jìn)行串聯(lián)組合，而每一個模塊至少需要4個獨立的隔離驅(qū)動電路；激勵信號必須進(jìn)行很高的倍頻才能產(chǎn)生合理的移相觸發(fā)脈沖。在工程應(yīng)用中復(fù)雜電路的可靠性就受很大限制，所以，在可靠性要求比較高的情況下，很少米用多階梯疊加電路。2雙H橋移相疊加逆變電路2.1理論波形圖和諧波分析根據(jù)多重化疊加理論，構(gòu)建一種新的逆變電路，需要在負(fù)載上電壓的波形如圖4所示。半個周期內(nèi)形成3個臺階(包括0電位一個臺階)，并且臺階的寬度不同。圖4構(gòu)想的波

7、形圖圖5雙H橋移相疊加合成波形圖根據(jù)上圖，列出函數(shù)式如下：JZ(f(wt)二JB(HL(20(0Vwt<n/12)1(n/12Vwt<3n/12)2(3n/12Vwt<9n/12)1(9n/12Vwt<11n112)0(11n/12Vwt<n)HL)JB)JZ)(1)對公式1進(jìn)行傅立葉分析，得出高次諧波(列出17次以下)含量相對值，如表2所示。表2圖4波形的諧波含量理論計算表階次57111317基波比卜0.0540.038卜0.091卜0.0770.016dB值卜25.4卜28.3卜20.8卜22.3卜36.0從圖4,我們不難反演出兩個H橋疊加合成波形。如圖5所示

8、，橋1和橋2等脈寬等幅值輸出，每一個H橋的導(dǎo)通角為120°，橋2的輸出移相30°，兩個進(jìn)行疊加就可以合成圖4所示的梯形波。2.2電路結(jié)構(gòu)根據(jù)疊加電路的原理和上面的理論分析，設(shè)計采用兩個H橋逆變電路移相疊加。電路拓?fù)湟妶D6。兩個變比相同的輸出變壓器的二次側(cè)串聯(lián)連接，總的輸出接至負(fù)載RL。兩個H橋的直流側(cè)電壓取自同一直流電壓，保證輸出功率的平衡，也可以防止能量從后一級反向倒灌到直流側(cè)。每一只開關(guān)管必須反并一只功率快恢復(fù)二極管，運行時，起到續(xù)流或形成變壓器初級短路環(huán)的作用。2.3激勵時序和功率器件的工作過程為了設(shè)計統(tǒng)一的驅(qū)動電路，所有的功率器件的導(dǎo)通角都為150°。實際

9、脈沖寬度由輸入的原始激勵信號的頻率決定，可以用鎖相環(huán)設(shè)計倍頻電路，實現(xiàn)8路驅(qū)動信號的同步移相。功率管V1V8的門極驅(qū)動信號波形如圖7所示。圖6工程應(yīng)用簡化的電路圖圖7V1V8門極驅(qū)動信號波形圖以第一個開關(guān)管的激勵為基準(zhǔn)，激勵信號的相序移相角度見表3。表3驅(qū)動信號移相表移相（度）V1V2V3V4V5V6V7V80301802103060210240由圖7和表3可知，移相的最小角度是30°,并且其它脈沖的相移角度為30°的倍數(shù)，所以只需要對初始輸入的激勵信號6倍頻，就能夠產(chǎn)生符合要求的激勵脈沖。同一個H橋中對角的兩個功率器件的驅(qū)動信號之間也有一個30°的移相，目的是形

10、成第二個臺階（總輸出電壓值為1時）。基本原理是：當(dāng)一個H橋不輸出電壓而另一個H橋輸出電壓的時刻，利用不輸出功率時的H橋輸出變壓器初級短路，來實現(xiàn)次級電壓降為零（理想狀態(tài)為零，漏感的存在還是有一很小的壓降），從而達(dá)到總的輸出電壓為一個H橋的輸出。參照圖6和圖7,當(dāng)激勵信號1、2和5為高電平時，上H橋輸出功率，下H橋的V開通，與二極管D8構(gòu)成短路環(huán)的狀態(tài)，T2次級的電壓為零，負(fù)載上的輸出電壓即為上橋路的輸出電壓，形式第二個臺階，當(dāng)V6開通時，兩個橋均輸出功率，負(fù)載山輸出的電壓為第一個臺階的2倍，形成了第三個臺階。當(dāng)V1關(guān)斷后，V2繼續(xù)導(dǎo)通，且與二極管D3構(gòu)成短路環(huán)的狀態(tài)，T1次級的電壓為零，負(fù)載上

11、的輸出電壓即下橋路的輸出電壓。當(dāng)V關(guān)斷后，V6滯后30°關(guān)斷，與二極管D7一起續(xù)流，兩個H橋路輸出電壓均為零，總輸出為零。當(dāng)電路輸出反向電壓（即產(chǎn)生下半波的波形）時，驅(qū)動信號的時序與上述情況基本相似，由V、V4、V7、V8依次開通和關(guān)斷。3試驗測試波形及結(jié)論在實驗室，采用英飛凌公司600A/1200V的高速IGBT模塊作為電路的主功率開關(guān)管，搭建了雙H橋移相疊加逆變電路。試驗過程中，將激勵信號頻率設(shè)置為16.667kHz，經(jīng)過鎖相環(huán)電路進(jìn)行6倍頻后，移相分路后，產(chǎn)生了8路與圖7完全一致的激勵信號。經(jīng)過隔離驅(qū)動后，分別加在8個IGBT的門極。用純電阻作為試驗電路的負(fù)載。試驗測試時，用多

12、通道的示波器分別記錄電阻負(fù)載上的電壓和電流波形，如圖8所示。從波形圖中可以看出輸出電壓和電流的相位基本一致，并且電壓和電流上半波或下半波分別構(gòu)成3個臺階。圖8輸出電壓和電流波形圖9輸出電流波形的FFT電流波形的FFT分析結(jié)果如圖9所示。雙H橋移相疊加逆變電路輸出電流的波形，經(jīng)FFT分析的結(jié)果可以看出，3次諧波基上為零，5、7、11和13次諧波相對來說比較高，與理論計算的值相吻合。實際測量的11次諧波最大，但也僅僅只有-27.26dB。測量值比計算值更小，原因是負(fù)載線路的分布參數(shù)起到了一定的濾波作用。在同一個橋臂上的兩個功率開關(guān)管（例如V1和V3）之間的死區(qū)時間為30°,當(dāng)工作頻率相對比較低（50kHz以下）時，很好的防止了H橋直通現(xiàn)象發(fā)生，也更有利于功率器件的選取。通過在試驗室進(jìn)行雙H橋移相疊加逆變電路的模擬測試，證實了這種電路的可行性。相對于多階梯疊加電路的優(yōu)勢是激勵信號的倍頻處理簡單，模塊的數(shù)量少，大大減少了復(fù)雜的隔離驅(qū)動電路。相對于單H橋來說，本電路很好地抑制了輸出電流高次諧波。4結(jié)束語本文獨創(chuàng)性地提出了雙H橋移相疊加逆變電路設(shè)計思想，通過理論分析和試驗驗證，證實了這種電路