高頻電路-模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路2

1、第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 第第7章章 模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路 (非線性頻率變換電路非線性頻率變換電路) 7. 概述概述 7. 角度調(diào)制與解調(diào)原理角度調(diào)制與解調(diào)原理 7. 調(diào)頻電路調(diào)頻電路 7. 鑒頻電路鑒頻電路 7.5 自動頻率控制電路自動頻率控制電路 7.6 集成調(diào)頻、集成調(diào)頻、 鑒頻電路芯片介紹鑒頻電路芯片介紹 7.7 章末小結(jié)章末小結(jié) 習(xí)習(xí) 題題 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 7.2.4 調(diào)角信號的調(diào)制原理調(diào)角信號的調(diào)制原理 1. 調(diào)頻原理 實現(xiàn)頻率調(diào)制的方式一般有兩種: 一是直接調(diào)頻, 二是間接調(diào)頻。 (1) 直接調(diào)頻。 根據(jù)調(diào)頻信號的瞬時頻率隨調(diào)制信

2、號成線性變化這一基本特性, 可以將調(diào)制信號作為壓控振蕩器的控制電壓, 使其產(chǎn)生的振蕩頻率隨調(diào)制信號規(guī)律而變化, 壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率。 顯然, 這是實現(xiàn)調(diào)頻的最直接方法, 故稱為直接調(diào)頻。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 (2) 間接調(diào)頻。 若先對調(diào)制信號u(t)進(jìn)行積分, 得到 , 然后將u1(t)作為調(diào)制信號對載頻信號進(jìn)行調(diào)相, 則由式(7.2.4)可得到0( )( )ttu tud10( )cos( )cos( )tcmcpcmcpu tUtk u tUtkud 參照式(7.2.1)可知, 對于u(t)來說, 上式是一個調(diào)頻信號表達(dá)式。 因此, 將調(diào)制信號積分后調(diào)相, 是實

3、現(xiàn)調(diào)頻的另外一種方式, 稱為間接調(diào)頻。 或者說,間接調(diào)頻是借用調(diào)相的方式來實現(xiàn)調(diào)頻的。 圖7.2.3是間接調(diào)頻原理圖。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 2. 調(diào)相原理 實現(xiàn)相位調(diào)制的基本原理是使角頻率為c的高頻載波uc(t)通過一個可控相移網(wǎng)絡(luò), 此網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移受調(diào)制電壓u(t)控制, 滿足=kpu(t)的關(guān)系, 所以網(wǎng)絡(luò)輸出就是滿足式(7.2.4)的調(diào)相信號了。 圖7.2.4給出了可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.2.3 間接調(diào)頻原理圖 積 分 器相 位調(diào) 制 器u(t)uFM(t)第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.2.4 可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖

4、 正 弦 波振 蕩 器可 控 相移 網(wǎng) 絡(luò)uPMucu第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 式(7.2.4)所示調(diào)相信號又可寫成cos( )cos( )cos()( )( )PMcmcppcmcccmcpdcuUtk utkUtutUtkutk ut 式中 其中， kd=-kp/c是一比例系數(shù)。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 式(7.2.14)將調(diào)相信號表示為一個可控時延信號, 時延與調(diào)制電壓u(t)成正比。 可見, 時延與相移本質(zhì)上是一樣的。 所以, 將圖7.2.4中的可控相移網(wǎng)絡(luò)改為可控時延網(wǎng)絡(luò), 也可實現(xiàn)調(diào)相。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 7.2.5 調(diào)角信號的解調(diào)原理調(diào)角信號的解

5、調(diào)原理 1. 鑒相原理 采用乘積鑒相是最常用的方法。 若調(diào)相信號為 uPM=Ucmcosct+(t) 其中 (t)=kpu(t) 同步信號與載波信號相差/2, 為cos()sin2rmcrmcuUtUt 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 則有cos( )sinsin( )sin2( )2oPMrcmrmcccmrmcukuukU UtttkU Uttt 用低通濾波器取出uo中的低頻分量， 即01sin( )( )22( )( )( )26cmrmcmrmcmrmpkU UkU UuttkU U kututt(7.2.15) 式中， k為乘法器增益, 低通濾波器增益為1。 第第6 6章章 系統(tǒng)分

6、析系統(tǒng)分析 由式(7.2.15)可以看到, 乘積鑒相的線性鑒相范圍較小, 只能解調(diào)Mp/6的調(diào)相信號。 圖7.2.5是乘積鑒相原理圖。 由于相乘的兩個信號有90的固定相位差, 故這種方法又稱為正交乘積鑒相。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.2.5 正交乘積鑒相原理圖 載 波提 取90相 移乘 法 器低 通濾 波 器uPMuruo1第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 2. 鑒頻原理 從式(7.2.1)所示調(diào)頻信號表達(dá)式來看, 由于隨調(diào)制信號u(t)成線性變化的瞬時角頻率與相位是微分關(guān)系, 而相位與電壓又是三角函數(shù)關(guān)系, 因此要從調(diào)頻信號中直接提取與u(t)成正比的電壓信號很困難。 通常采

7、用兩種間接方法。 一種方法是先將調(diào)頻信號通過頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)幅信號, 然后利用包絡(luò)檢波的方式取出調(diào)制信號。 另一種方法是先將調(diào)頻信號通過頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)相信號, 然后利用鑒相方式取出調(diào)制信號。第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.2.6 鑒頻原理圖頻 幅 轉(zhuǎn)換 網(wǎng) 絡(luò)包 絡(luò) 檢 波uFMuFM-AMu(a)頻 相 轉(zhuǎn)換 網(wǎng) 絡(luò)鑒 相uFMuFM-AMu(b)第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 7.3 調(diào)調(diào) 頻頻 電電 路路 7.3.1 調(diào)頻電路的主要性能指標(biāo)調(diào)頻電路的主要性能指標(biāo) 1. 調(diào)頻線性特性 調(diào)頻電路輸出信號的瞬時頻偏與調(diào)制電壓的關(guān)系稱為調(diào)頻特性。 顯然, 理想調(diào)頻特性應(yīng)

8、該是線性的, 然而實際電路會產(chǎn)生一些非線性失真, 應(yīng)盡量設(shè)法使其減小。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 2. 調(diào)頻靈敏度 單位調(diào)制電壓變化產(chǎn)生的角頻偏稱為調(diào)頻靈敏度Sf, 即Sf=d/du。 在線性調(diào)頻范圍內(nèi), Sf相當(dāng)于式(7.2.1)中的kf。 3. 最大線性調(diào)制頻偏(簡稱最大線性頻偏) 實際電路的調(diào)頻特性從整體上看是非線性的, 其中線性部分能夠?qū)崿F(xiàn)的最大頻偏稱為最大線性頻偏。第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 由公式由公式Mf=fm/F, BW=2(Mf+1)F=2(fm+F)可知可知, 最大頻最大頻偏與調(diào)頻指數(shù)和帶寬都有密切關(guān)系偏與調(diào)頻指數(shù)和帶寬都有密切關(guān)系。 不同的調(diào)頻系統(tǒng)要求不同的

9、最大頻偏, 所以調(diào)頻電路能達(dá)到的最大線性頻偏應(yīng)滿足要求。 如調(diào)頻廣播系統(tǒng)的要求是75 kHz, 調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)的要求是50 kHz。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 4. 載頻穩(wěn)定度 調(diào)頻電路的載頻(即中心頻率)穩(wěn)定性是接收電路能夠正常工作而且不會造成鄰近信道互相干擾的重要保證。 不同調(diào)頻系統(tǒng)對載頻穩(wěn)定度的要求是不同的, 如調(diào)頻廣播系統(tǒng)要求載頻漂移不超過2 kHz, 調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)要求載頻漂移不超過500 Hz。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 7.3.2 直接調(diào)頻電路直接調(diào)頻電路 變?nèi)荻O管調(diào)頻電路是廣泛采用的一種直接調(diào)頻電路。 為了提高中心頻率穩(wěn)定度, 可以加入晶振, 但加入晶振后

10、又會使最大線性頻偏減小。 采用倍頻和混頻措施可以擴展晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的最大線性頻偏。 鎖相調(diào)頻電路的中心頻率穩(wěn)定度可以做得很高, 是一種應(yīng)用越來越廣泛的直接調(diào)頻電路, 在第8章8.4節(jié)將會討論。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 1. 變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 第4章4.5節(jié)中例4.6討論的變?nèi)荻O管壓控振蕩器實際上就是一個變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 它的振蕩回路由一個電感、 一個變?nèi)荻O管和兩個電容組成。 為避免重復(fù), 本小節(jié)對于變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的工作原理不再敘述, 僅著重分析它的性能指標(biāo)。 為簡化起見, 假定其振蕩回路僅包括一個等效電感L和一個變?nèi)荻O管組成的等效電容Cj, 則在單頻調(diào)制信號u

11、(t)=Umcost的作用下, 回路振蕩角頻率可參照式(4.5.2)寫成2211( )(1cos)(1)(1cos)nnccjjQntmtxLCLCmt(7.3.1) 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 其中， 是u=0時的振蕩角頻率, 即調(diào)頻電路中心角頻率, x=m cost=u/（UB+UQ）是歸一化調(diào)制信號電壓, |x|1。 在式(7.3.1)中, 當(dāng)變?nèi)荻O管變?nèi)葜笖?shù)n=2時, 有1/cjQLC( )(1)(1)( )ccBQcBQutxUUutuUU故角頻偏為 (7.3.2) 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 這種情況稱為線性調(diào)頻, 無非線性失真。 當(dāng)n2時, 式(7.3.1)可展開為

12、2311( )1(1)(1)(2)22! 2 23! 2 22cnn nn nntxxx(7.3.3) 其中， 線性角頻偏部分為 ( )22()ccBQnxnutuUU第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 式(7.3.3)中右邊第三項及其以后各項一方面將產(chǎn)生與u的二次方及其以上各次方有關(guān)的角頻偏, 顯然這些將產(chǎn)生調(diào)制特性的非線性失真； 另一方面還將使載頻產(chǎn)生一個附加偏移, 使載頻穩(wěn)定度降低。 由式(7.3.3)可見, 非線性失真和載頻偏移隨著m的增大以及n與2之間差值的增大而增大。 由式(7.3.2)與(7.3.3)可以寫出統(tǒng)一的最大線性角頻偏表達(dá)式22()MccfBQnmnSUU和調(diào)頻靈敏度表達(dá)

13、式 (7.3.4) (7.3.5)第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 式說明, 當(dāng)n確定之后, 最大相對線性角頻偏m/c與電容調(diào)制度m成正比。 雖然增大m會增加最大相對角頻偏, 但也會增加非線性失真和減小載頻穩(wěn)定度, 所以, 最大相對角頻偏受m的限制。 式(7.3.4)還可寫成 2mcnm(7.3.6) 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 在實際電路中, 常采用變?nèi)荻O管部分接入回路的方式, 第4章圖例4.6所示就是一個例子。 在這種情況下, 加在變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓對整個LC回路的影響減小, 故調(diào)頻電路的最大線性頻偏有所減小, 但非線性失真和各種因素引起的載頻不穩(wěn)定性也有所減小。 讀者可自行推導(dǎo)出

14、有關(guān)表達(dá)式。 圖7.3.1(a)是另一種變?nèi)荻O管部分接入調(diào)頻電路。 電路中采用了兩個相同變?nèi)荻O管背靠背連接, 這也是一種常用方式。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.3.1 變?nèi)荻O管部分接入調(diào)頻電路 R31 kC315 PC210 PC41000 P輸 出L1000 PC333 P1000 PC6V1V2C9R4調(diào) 制 電 壓u1000 P偏 置 電 壓1000 PC6R24.3 kR14.3 k1000 PC71000 PC8UCC 12 VV1V2CbC2C3(a)(b)第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 在變?nèi)荻O管的直流偏壓上不僅加有低頻調(diào)制電壓, 而且疊加有回路中的高頻振

15、蕩電壓, 如圖7.3.2所示, 故變?nèi)荻O管的實際電容值會受到高頻振蕩的影響。 若高頻振蕩電壓振幅太大, 還可能使疊加后的電壓在某些時刻造成變?nèi)荻O管正偏。 采用兩個變?nèi)荻O管對接, 從圖7.3.1(b)所示高頻等效電路可知, 兩管對于高頻振蕩電壓來說是串聯(lián)的, 故加在每個管上的高頻振蕩電壓振幅減半。第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 另外, 兩管上高頻振蕩電壓相位相反, 由于Cj-u曲線的非線性特性, 雖然對結(jié)電容產(chǎn)生的高頻影響不能完全抵消, 但也能抵消一部分。 對于直流偏壓和低頻調(diào)制電壓來說, 兩管是并聯(lián)關(guān)系, 故工作狀態(tài)不受影響。 這種方式的缺點是調(diào)頻靈敏度有所降低, 因為兩變?nèi)莨艽?lián)后總

16、的結(jié)電容減半。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.3.2 變?nèi)荻O管上疊加高頻振蕩電壓對結(jié)電容的影響 QUQt0uCjQ0CjCjt第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 2. 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 在晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路中, 常采用晶振與變?nèi)荻O管串聯(lián)的方式, 例如圖4.5.3給出的一個例子。 晶體變?nèi)荻O管壓控振蕩器也可以看作是晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 正如第4章4.4、 4.5節(jié)所指出的, 晶振的頻率控制范圍很窄, 僅在串聯(lián)諧振頻率fs與并聯(lián)諧振頻率fp之間, 所以晶振調(diào)頻電路的最大相對頻偏fm/fc只能達(dá)到0.01%左右, 最大線性頻偏fm也就很小。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)

17、分析 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的突出優(yōu)點是載頻(中心頻率)穩(wěn)定度高, 可達(dá)10-5左右, 因而在調(diào)頻通信發(fā)送設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。 為了增加最大線性頻偏, 即擴展晶振的頻率控制范圍, 可以采用串聯(lián)或并聯(lián)電感的方法, 這在第4章4.5節(jié)已有詳細(xì)討論, 圖4.5.5也給出了有關(guān)電路圖, 故不再重復(fù)。 7.6節(jié)中介紹的MC2833調(diào)頻集成電路的應(yīng)用也是一個實際范例, 可參看圖7.6.1。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 3. 擴展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法 從式(7.3.6)可以看到, 變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路的最大相對線性頻偏fm/fc受到變?nèi)莨軈?shù)的限制。 晶振直接調(diào)頻電路的最大相對線性頻偏也受到

18、晶振特性的限制。 顯然, 提高載頻是擴展最大線性頻偏最直接的方法。 例如, 當(dāng)載頻為100 MHz時, 即使最大相對線性頻偏僅0.01%, 最大線性頻偏也可達(dá)到10 kHz, 這對于一般語音通信也足夠了。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 然而, 如要求進(jìn)一步擴展最大線性頻偏, 可以采用倍頻和混頻的方法。 設(shè)調(diào)頻電路產(chǎn)生的單頻調(diào)頻信號的瞬時角頻率為 1=c+kfUmcost=c+m cost 經(jīng)過n倍頻電路之后, 瞬時角頻率變成 2=nc+nm cost 可見， n倍頻電路可將調(diào)頻信號的載頻和最大頻偏同時擴大為原來的n倍, 但最大相對頻偏仍保持不變。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 若將瞬時

19、角頻率為2的調(diào)頻信號與固定角頻率為3=(n+1)c的高頻正弦信號進(jìn)行混頻, 則差頻為 4=3-2=c-nm cost 可見， 混頻能使調(diào)頻信號最大頻偏保持不變, 最大相對頻偏發(fā)生變化。 根據(jù)以上分析, 由直接調(diào)頻、 倍頻和混頻電路三者的組合可使產(chǎn)生的調(diào)頻信號的載頻不變, 最大線性頻偏擴大為原來的n倍。 如果將直接調(diào)頻電路的中心頻率提高為原來的n倍, 保持最大相對頻偏不變, 則能夠直接得到瞬時角頻率為2的調(diào)頻信號, 這樣可以省去倍頻電路。圖7.3.3給出了有關(guān)原理方框圖。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.3.3 擴展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏原理圖 直接調(diào)頻電路混 頻電 路n倍頻電 路正

20、弦波振蕩器1c mcost2 nc nmcost4c nmcost3( n1)c第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 7.3.3 間接調(diào)頻電路 根據(jù)本章第7.2節(jié)所述間接調(diào)頻的原理, 由于積分電路可以用簡單的RC積分器實現(xiàn), 故可控相移網(wǎng)絡(luò)是間接調(diào)頻電路的關(guān)鍵部件。 可控相移網(wǎng)絡(luò)有多種實現(xiàn)電路, 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)是其中應(yīng)用最廣的一種。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 1. 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) 圖7.3.4(a)給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的實用電路, (b)是其高頻等效電路。 對于高頻載波來說, 三個0.001 F的小電容短路； 對于低頻調(diào)制信號來說, 三個0.001 F的小電容開路, 4.7 F

21、電容短路。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.3.4 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) Cj0.001 R310 kR4100 k4.7 R115 k0.001 L0.001 R215 kLCj(a)(b)第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 設(shè)調(diào)制信號u=Umcost經(jīng)4.7 F電容耦合到變?nèi)荻O管上, 則由電感L和變?nèi)荻O管組成的LCj回路的中心角頻率(t)將隨調(diào)制電壓而變化。 當(dāng)角頻率為c的載波信號通過這個LCj回路后, 會發(fā)生什么變化呢? 借助圖7.3.5所示并聯(lián)LC回路阻抗的幅頻特性和相頻特性, 將輸入視為電流信號, 輸出視為電壓信號, 我們來討論以下三種不同的情況。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析

22、系統(tǒng)分析 圖 7.3.5 LC回路中心角頻率(t)與輸入 信號中心角頻率c相互變化關(guān)系Z()ZZmZ()00mc()0m()0(a)(b)c第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 （1） 若LC回路中心角頻率恒定為0, 輸入載波的角頻率c=0, 則稱回路處于諧振狀態(tài), 輸出載波信號的頻率不變, 相移為零。 （2） 若LC回路中心角頻率仍恒定為0, 輸入是載頻c=0的等幅單頻調(diào)頻電流信號, 瞬時角頻偏為m cost, 則回路處于失諧狀態(tài), 如圖7.3.5(a)所示。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 由于0附近的幅頻特性曲線較平坦， 故阻抗的幅值變化Z不大， 最大變化量為Zm。 若令輸入電流振幅恒定為

23、I， 則輸出電壓振幅就不是恒定的了， 所產(chǎn)生的最大變化量為Um=ZmI。 然而， 0附近的相頻特性曲線較陡峭， 故產(chǎn)生的相移變化很大， 最大變化量為m， 即輸出電壓的相位與輸入電流的相位不同， 有一個最大相移為m的相位差。第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 （3） 與情況（2）相反, 若輸入是角頻率恒定為c的載波信號, LC回路的中心角頻率(t)發(fā)生變化, 滿足(t)=0+m cost, 且0=c, 如圖7.3.5(b)所示, 顯然, 回路也處于失諧狀態(tài)， 不過是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產(chǎn)生的。 這時輸出電壓的振幅變化與相位變化與情況（2）完全相似， 從圖 7.3.5 可以很清楚地看到。

24、 情況（2）、 （3）下的LC回路均稱為失諧回路。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)屬于第（3）種情況。 現(xiàn)在來分析這種情況下輸出信號的相移表達(dá)式(t)。 參照相同情況下LCj回路中心角頻率表達(dá)式(7.3.1)和(7.3.3), 在m較小時, 有20001( )(1cos)(1cos)2( )jtmtLCmtt第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 因為輸入載波角頻率c=0， 所以瞬時角頻率差為0( )( )cos2cnttmt(7.3.7) 根據(jù)第1章1.1節(jié)對LC并聯(lián)諧振回路的分析, 當(dāng)失諧不大時, 回路輸出電壓與輸入電流的相位差可近似表示為01( )( )arctanarc

25、tan2eCtLtQg 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 當(dāng)變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的可變中心角頻率(t)對于輸入載波角頻率c失諧不大時, 二者之間的相位差, 也就是載波信號通過相移網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移可用式(7.3.8)近似表示。 當(dāng)|(t)|/6時, 有近似式： 0( )( )2ettQ 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 其中(t)用式(7.3.7)代入, 于是求得 (t)-nmQe cost=-Mp cost (7.3.9) 式中， Qe是LCj回路有載品質(zhì)因數(shù)。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 由式(7.3.9)可見, 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)崿F(xiàn)線性調(diào)相, 但受回路相頻特性非線性的限制, 必須滿

26、足Mp/6, 調(diào)制范圍很窄, 屬窄帶調(diào)相。 為了增大調(diào)相指數(shù), 可以采用多個相移網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)方式, 各級之間用小電容耦合, 對載頻呈現(xiàn)較大的電抗, 使各級之間相互獨立。 圖7.3.6是一個三級單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò), 可產(chǎn)生的最大相偏為/2。 其中22 k可調(diào)電阻用于調(diào)節(jié)各回路的Qe值, 使三個回路產(chǎn)生相同的相移。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖 7.3.6 三級單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)組成的間接調(diào)頻電路L22 k0.022 L22 k0.022 CL22 k0.022 470 k47 k5 4 V調(diào) 制 信 號u(t)載 波ue(t)470 k5 p1 p1 p5 puo(t)第第6 6

27、章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖中470 k電阻和3個并聯(lián)0.022 F電容組成積分電路。 調(diào)制信號u(t)經(jīng)過5 F電容耦合后輸入積分電路, 0.022 F電容上的輸出積分電壓控制變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化, 回路電感L對于低頻積分電壓可視為短路。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 2. 擴展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法 由變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的分析和式(7.3.9)可知, 調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)Mp受到變?nèi)莨軈?shù)和回路相頻非線性特性的限制, 而調(diào)相信號的最大頻偏fm又與Mp成正比, 故fm也受到限制。 因此, 間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響, 也受到限制。 這與直接調(diào)頻電路最大相對線性頻

28、偏受限制不一樣。 為了擴展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏, 同樣可以采用倍頻和混頻的方法。 下面用一個例題來具體說明。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 【例7.2】 已知調(diào)制信號頻率范圍為40 Hz15 kHz, 載頻為90 MHz, 若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75 kHz的調(diào)頻信號, 其中調(diào)相電路Mp=0.5/6, 如何實現(xiàn)? 解： (1) 若單獨進(jìn)行調(diào)相, 則Mp=0.5的調(diào)相電路對于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的, 分別為: fmmin=M pFmin=0.540=20 Hz fmmax=M pFmax=0.515103=7.5 kHz第第6 6

29、章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 (2) 現(xiàn)采用包括調(diào)相電路在內(nèi)的間接調(diào)頻電路, 則產(chǎn)生調(diào)頻信號的最大相偏Mf就應(yīng)該是內(nèi)部調(diào)相電路實際最大相偏Mp , 有fmmfpk UfMMF (7.3.10) 顯然, 此時的實際最大相偏Mp 與調(diào)制頻率成反比。 這是為什么呢? 設(shè)輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號為 u1=Um1cost 經(jīng)增益為1的積分電路輸出后，第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 u2即為輸入調(diào)相電路的信號, 因此有 112221sinsin,mmmmUUutUt UF1211122pmppmpmpmmpk UMk UFk Uk UfM FFF 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 可見, 由于各調(diào)制分量

30、經(jīng)過積分電路后, 振幅減小, 且減小后的振幅與頻率成反比, 故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路中所獲得的實際最大相偏Mp 不一樣， 但最大線性頻偏與頻率無關(guān)。 若各調(diào)制分量振幅相同， 均為Um1， 則只有最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的Mp 最大。 因為只有Fmin分量才能獲得0.5這一實際最大相偏, 故由式(7.3.10)可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏為 fm=Mp Fmin=0.540=20 Hz第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 (3) 因為間接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20 Hz的調(diào)頻信號, 與要求75 kHz相差甚遠(yuǎn), 故可以在較低載頻fc1上進(jìn)行調(diào)頻, 然后用倍頻方法同時增大載頻與最大頻偏。 因為要求的相對頻偏為3675 10190 101200mcff 故fc1=201200=24 kHz。 由于24 kHz作為載頻太低, 因此可采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法。 一種方案如圖例7.2所示。 第第6 6章章 系統(tǒng)分析系統(tǒng)分析 圖例7.2 晶 振調(diào) 相電 路四 倍頻 器四 倍頻 器四 倍頻 器四 倍頻 器混 頻電 路四 倍頻 器四 倍頻 器積 分電 路ucuFM1fc1 120 kHzfc1 120 kHzfm1 18.3 kHzuuLfL 36.345 kHzfc3 5.62