高速MOS驅(qū)動電路設計和應用指南

1、高速MOS驅(qū)動電路設計和應用指南摘要本篇論文的主要目的是來論證一種為高速開關應用而設計高性能柵極驅(qū)動電路的系統(tǒng)研究方法。它是對“一站買齊”主題信息的收集，用來解決設計中最常見的挑戰(zhàn)。因此，各級的電力電子工程師對它都應該感興趣。對最流行電路解決方案和他們的性能進行了分析，這包括寄生部分的影響、瞬態(tài)的和極限的工作情況。整篇文章開始于對MOSFET技術和開關工作的概述，隨后進行簡單的討論然后再到復雜問題的分析。仔細描述了設計過程中關于接地和高邊柵極驅(qū)動電路、AC耦合和變壓器隔離的解決方案。其中一個章節(jié)專門來解決同步整流器應用中柵極驅(qū)動對MOSFET的要求。另外，文章中還有一些一步一步的參數(shù)分析設計實

2、例。簡介MOSFET是Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor的首字母縮寫，它在電子工業(yè)高頻、高效率開關應用中是一種重要的元件?；蛟S人們會感到不可思議，但是FET是在1930年，大約比雙極晶體管早20年被發(fā)明出來。第一個信號電平FET晶體管制成于二十世紀60年代末期，而功率MOSFET是在二十世紀80年代開始被運用的。如今,成千上萬的MOSFET晶體管集成在現(xiàn)代電子元件,從微型的到“離散”功率晶體管。本課題的研究重點是在各種開關模型功率轉(zhuǎn)換應用中柵極驅(qū)動對功率MOSFET的要求。場效應晶體管技術雙極晶體管和場效應晶體管有著相同的工作原理

3、。從根本上說,，兩種類型晶體管均是電荷控制元件，即它們的輸出電流和控制極半導體內(nèi)的電荷量成比例。當這些器件被用作開關時，兩者必須和低阻抗源極的拉電流和灌電流分開，用以為控制極電荷提供快速的注入和釋放。從這點看，MOS-FET在不斷的開關，當速度可以和雙極晶體管相比擬時，它被驅(qū)動的將十分的激烈。理論上講，雙極晶體管和MOSFET的開關速度是基本相同的，這取決與載流子穿過半導體所需的時間。在功率器件的典型值為20 200皮秒，但這個時間和器件的尺寸大小有關。與雙極結型晶體管相比，MOSFET在數(shù)字技術應用和功率應用上的普及和發(fā)展得益于它的兩個優(yōu)點。優(yōu)點之一就是在高頻率開關應用中MOSFET使用比較

4、方便。MOSFET更加容易被驅(qū)動，這是因為它的控制極和電流傳導區(qū)是隔離開的，因此不需要一個持續(xù)的電流來控制。一旦MOSFET導通后，它的驅(qū)動電流幾乎為0。另外，在MOSFET中，控制電荷的積累和存留時間也大大的減小了。這基本解決了設計中導通電壓降（和多余的控制電荷成反比）和關斷時間之間的矛盾。因此，MOSFET技術以其更加簡單的、高效的驅(qū)動電路使它比晶體管設備具有更大的經(jīng)濟效益。此外，有必要突出強調(diào)下，尤其是在電源應用上，MOSFET本身具有阻抗特性。MOSFET漏源端的電壓降和流經(jīng)半導體的電流成線性關系。這種線性關系,以MOSFET的RDS(on)表現(xiàn)出來，即導通阻抗。對于一個給定的柵源電壓

5、和溫度的器件，其導通阻抗是恒定的。和p-n結-2.2mV/的溫度系數(shù)相反，MOSFET有一個正的溫度系數(shù)，約為0.7% / 到1%/。MOSFET的這一正溫度系數(shù)使得它成為在大功率電源應用的并聯(lián)工作（由于使用一個器件是不實際或不可能的）上的理想選擇。由于MOSFET較好的溫度系數(shù)，并聯(lián)的管子通常是均分電流。電流的均分是自動實現(xiàn)的，這是因為它的溫度系數(shù)作為一個緩慢的負反饋系統(tǒng)。當電流較大時設備溫度將會升高，但是不要忘記源漏極間的電壓是不變的，溫度升高將會使源漏極間電阻變大，增大的電阻又會使電流減小，因此管子的溫度又會下降。最后，會達到一個動態(tài)平衡，并聯(lián)的管子都通過相同的電流。在電流分配中，源漏極

6、導通電阻的初始值和有不同溫度特性的結電阻在均分電流時將會引起較大的誤差，最高可達30%。器件類型幾乎所有的MOSFET制造廠商都有制造最佳管子的獨特制造技術，但所有這些在市場上的管子都可分為基本的三類，如圖1所示。雙擴散型晶體管在1970年開始應用于電源方面并在以后的時間里不斷的發(fā)展。使用多晶硅閘門結構和自動調(diào)整過程，使高密度的集成和電容迅速的減小成為可能。下一個重大的進步是在功率MOSFET器件上V溝槽技術或者稱為溝渠技術，使集成度進一步的提高。更好的性能和更高的集成度并不是由你隨便就能得來的，這是因為這將導致MOS器件溝渠更難制造。在這里第三個器件類型是橫向功率MOSFET。該器件的電壓、

7、電流是受限制的，這是由于其對芯片形狀的低效利用。然而,他們能在低電壓應用上提供很大的效益, 如在微型電源或在隔離轉(zhuǎn)換同步整流器中。由于橫向功率MOSFET有著相當小的電容，因此他們的開關速度可以很快而且柵極驅(qū)動損耗也比較小。場效應晶體管模型有很多的模型來說明MOSFET如何工作，然而找到正確的適合的模型是比較困難的。大多數(shù)MOSFET制造商為他們的器件提供普通或者軍用（Spice and/or Saber）模型，但是這些模型很少告訴使用者在實際使用中的陷阱。他們甚至很少提供在使用中最常見的最普通問題的解決方案。一個真正有用的MOSFET模型會從應用的角度描述器件所有重要的性質(zhì)，這使得其模型可能

8、會相當復雜。另一方面，如果我們把模型限制在某一問題領域，那么我們可以得到十分簡單并有意義的MOSFET模型。在圖2中第一個模型是基于MOSFET器件的實際結構, 它主要用于直流的分析。它表示出了溝道阻抗和JFET（相當于外延層的阻抗）。外延層的厚度（決定外延層的阻抗）是器件額定電壓的函數(shù)，而高電壓的MOSFET需要一個厚的外延層。圖2b可以非常好的展示MOSFET的dv/dt引發(fā)的擊穿特性。它主要展現(xiàn)了兩種擊穿機制，即誘發(fā)寄生晶體管（所有的管子均有）的導通和dv/dt根據(jù)柵極阻抗誘發(fā)溝道導通。現(xiàn)代的功率MOSFET由于生產(chǎn)工藝的提高減小了基極和發(fā)射極的電阻，因此，實際上對dv/dt誘發(fā)寄生np

9、n晶體管導通是有免疫的。必須指出的是，寄生性雙極晶體管還扮演著另一個重要的角色。它的基集結就是有名的MOSFET的體二極管。圖2c是場效應晶體管的開關模型。影響開關性能的最重要的寄生部分都展現(xiàn)在這個模型中。它們對器件的開關過程的影響將在下一章中討論。MOSFET的重要參數(shù)當MOSFET工作在開關狀態(tài)下，目標是在可能的最短時間內(nèi)實現(xiàn)器件在最低阻抗和最高阻抗之間的切換。由于MOSFET實際的開關時間（10ns60ns）至少比理論開關時間（50ps200ps）大23個數(shù)量級，因此有必要了解其差異。參考圖2中MOSFET的模型，可以發(fā)現(xiàn)所有的模型在器件的三端之間都連有一個等效電容。毫無疑問，開關速度和

10、性能決定于這三個電容上電壓變化的快慢。因此，在高速開關應用中，器件的寄生電容是一個重要的參數(shù)。 電容CGS和電容CGD與器件的實際幾何尺寸有關，而電容CDS是寄生在雙集晶體管的基集二極管間的電容。電容CGS是由于源極和柵極形成的溝道區(qū)域的重疊形成的。它的值由器件實際的區(qū)域幾何尺寸決定而且在不同的工作條件下保持不變。電容CGD由兩個因素決定。一是耗盡層（是非線性的）的電容；二是JFET區(qū)域和柵極的重疊。等效電容CGD是器件漏源極電壓的函數(shù)，大致可用下面公式計算得到：電容CDS也是非線性的，這是由于它是體二極管的結電容。它和電壓間關系為：不幸的是，上述的所有電容在器件的資料表中均未涉及和說明。它們

11、的值由Ciss（柵短路共源輸入電容）、Crss（柵短路共源反向傳輸電容）、Coss（柵短路共源輸出電容）間接給出，而且必須用下列公式計算：在開關應用中，電容CGD會引起其他復雜問題，這是由于它處于器件輸入與輸出間的反饋回路中。因此，它在開關應用中有效值可能會很大，它的值取決于MOSFET的漏源極電壓。這種現(xiàn)象被稱為“Miller”效應，而且可以用下式表示：由于電容CGD和CGS是和電壓有關的，因此只有把測試條件列出來時，那些資料中的數(shù)據(jù)才是有效的。對于一個確定的應用，有關的平均電容值必須由計算得來，而計算是基于建立于實際電壓所需要的電荷。對于大多數(shù)的功率MOSFET來說，下面公式將會十分有用：

12、下一個將要談及的重要的參數(shù)是柵極網(wǎng)格阻抗，Rg,I。這個寄生阻抗描述了器件內(nèi)部柵極信號分配與阻抗之間的聯(lián)系。在高速開關應用中它的重要性尤為突出，因為它介于驅(qū)動和器件輸入電容之間，直接影響MOSFET的開關時間和dv/dt 能力。在工業(yè)生產(chǎn)中已經(jīng)意識到這個問題，實際中的高速MOSFET器件如RF MOSFET在柵極信號分配中使用金屬柵極用來代替高阻抗的硅柵極。在資料表中阻抗Rg,I并沒有指明，但在實際的應用中它可能是器件一個十分重要的特性。在這篇文章的后面，附錄A4展示了通過使用阻抗電橋采用一種典型的測量裝置來確定柵極內(nèi)部阻抗值。很明顯，柵極閾值電壓也是一個臨界特性。有必要注意一下，在器件資料表

13、中VTH(開啟電壓)的值是指在25，而且在漏極電流很小的情況下，電流典型值是250uA。因此，它并不等同于被大家公認的柵極開關波形的Miller平坦區(qū)。關于開啟電壓VTH的另一個很少提到的是約為-7mV/的溫度系數(shù)，在MOSFET邏輯電平柵極電路驅(qū)動中它有著尤為重要的意義，它的開啟電壓VTH比在正常的測試條件下已經(jīng)變低了。由于MOS FET工作在較高的溫度，柵極驅(qū)動設計必須中適當?shù)目紤]到在截止時較低的開啟電壓，dv/dt 免疫能力的計算見附錄A和F。場效應晶體管的跨導是線性工作區(qū)中小信號的增益。有必要指出在管子每次導通或截止時，都要必須經(jīng)過線性工作區(qū)，此時的電流取決于柵源電壓。正向跨導gfs，

14、反映了漏極電流和柵源電壓之間的小信號關系，具體關系如下：因此，MOSFET在線性區(qū)的最大電流公式為：變換VGS，Miller平坦區(qū)電壓可近似寫成漏極電流的函數(shù)：其他重要的參數(shù)如LD-漏極電感和Ls-源極電感在開關性能中也有顯著的限制。典型的LD和Ls值會在器件資料單中列出，而且他們的值主要和器件的封裝類型有關。它們的影響通常可以和外部寄生元件（通常和布局和外電路因素如漏電感、檢測電阻等等）一同分析。完整的，外部系列柵極電阻和MOSFET的輸出阻抗在高速柵極驅(qū)動設計中是決定性的因素，因為它們在開關速度和最終開關損耗上有著深遠的意義。開關應用現(xiàn)在，所有的角色都討論完了，讓我們來研究下MOSFET的

15、真實開關行為。為了更好的理解其基本過程，電路中的寄生電感將會被忽略掉。隨后，它們在基本工作中各自的影響將會單獨的分析。此外，下面的說明和鉗位感應開關有關，這因為大多數(shù)被用于電源模式的MOSFET晶體管和高速門驅(qū)動電路工作于那個模式。一個最簡單的鉗位感應開關模型如圖三（Figure）所示, 直流電流源代表感應器。在開關間隔比較小的情況下，它的電流可看作是連續(xù)的。在MOSFET截止期間二極管為電流提供了一個回路，設備的漏極終端用一個電池來象征表示。導通過程MOSFET的導通過程可分為如圖4（即Figure4）所示的四個階段。第一個階段：輸入電容從0開始充電到Vth,在這個過程，柵極絕大部分電流都用

16、來給電容CGS充電，也有很小的電流流過電容CGS。當電容CGS的電壓增加到門的極限時，它的電壓就會有稍微的減小。這個過程稱為導通延遲，這是因為此時器件的漏極電流和漏極電壓均未發(fā)生變化。當柵極電壓達到開啟電壓時，MOSFET處于微導通狀態(tài)。在第二個階段，柵極電壓從Vth上升到Miller平坦區(qū)，即VGS,Miller。這是器件的線性工作區(qū)，電流和柵極電壓成正比。在柵極的一側(cè)，電流如第一階段一樣流入電容CGS和CGD，電容VGS的的電壓將會不斷升高。在器件的輸出端，漏極電流也不斷變大，但是漏源電壓基本不變，保持先前水平(VDS,OFF )。這從圖3的原理圖可以看出來。當所有電流都流入MOSFET而

17、且二極管完全截止（pn結能承受反向電壓）后，漏極電壓必須保持在輸出電壓水平。進入導通過程的第三個階段，柵極電壓（VGS,Miller）已經(jīng)足夠使漏極電流全部通過，而且整流二極管處于完全截止狀態(tài)。現(xiàn)在允許漏極電壓下降。在器件漏極電壓下降過程中，柵源電壓保持不變。這就是柵極電壓波形的Miller平坦區(qū)。從驅(qū)動得到的可用的所有柵極電流通過電容CGD放電，這將加快漏源電壓變化。而漏極電流幾乎不變，這是由于此刻它受外部電路（即直流電流源）限制。最后一個階段MOSFET溝道增強，處于完全導通狀態(tài)，這得益于柵極的電壓已經(jīng)足夠高。最終的VGS電壓幅度將決定器件最終導通阻抗。因此，在第四個階段，電壓VGS從Mi

18、ller平坦區(qū)增大到其最大值VDRV。這由于電容CGS和CGD的充電完成，因此柵極電流被分成這兩部分。在這兩個電容充電過程中，漏極電流保持不變，漏源電壓也隨著導通阻抗的減小而慢慢的減小。關斷過程MOSFET的關斷過程恰好和它的導通過程相反。電壓VGS從圖3的VDRV開始，電流從圖3的最大負載電流IDC開始。漏源電壓由MOSFET的電流IDC和導通阻抗決定。圖5完整的顯示了關斷的四個階段。第一個階段是關斷延遲，這階段需要電容CISS從最初值電壓放電到Miller平坦區(qū)水平。這期間柵極電流由電容CISS提供，而且它流入MOSFET的電容CGS和CGD。器件的漏極電壓隨著過載電壓的減小而略微的增大。

19、此階段漏極電流幾乎不變。在第二個階段，管子的漏源電壓從IDC·RDS(On)增加到最終值（VDS(off)）,由圖3的原理圖可知它是由整流二極管強制決定的。在這一階段，即相當于柵極電壓波形的Miller平坦區(qū)，柵極電流完全是電容CGD的充電電流因為柵源電壓是不變的。這個電流由電源級的旁路電容提供而且它是從漏極電流減掉的?？偟穆O電流仍然等于負載電流，也就是圖3直流電源表示的感應電流。二極管的導通預示著第三個階段的開始，二極管給負載電流提供另一通路。柵極電壓從VGS,Miller降到Vth。大部分的柵極電流來自于電容CGS，因為事實上電容CGD在前一個階段是充滿電的。MOSFET處于線

20、性工作區(qū)，而且柵源電壓的降低將會導致漏極電流的減小，在這個階段的最后漏極電流幾乎達到0。與此同時，由于整流二極管的正向偏置漏極電壓將維持在VDS(off)。截止過程的最后一個階段是器件的輸入電容完全放電。電壓VGS進一步減小到0。占柵極電流較大比例部分的電流，和截止過程的第三階段一樣，由電容CGS提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。綜合上述結論，可以總結為：在四個階段（無論是導通還是關斷）里，場效應晶體管可在最大阻抗和最小阻抗間變換。四個階段的時間是寄生電容、所需電壓變化、柵極驅(qū)動電流的函數(shù)。這就突出了在高速、高頻開關應用設計中器件選擇部分和柵極最適合工作條件的重要性。MOSFET典型的開

21、啟延遲時間、關斷延遲時間、上升沿時間、下降沿時間會在資料表中列出。不幸的是，這些數(shù)據(jù)適用于特殊的測試條件而對于有阻抗的負載，不同廠家的產(chǎn)品使得比較變得困難。而且，實際開關應用中呈感性的負載的數(shù)據(jù)和資料表上給的又是有很大差別。功率損耗MOSFET在電源應用中作為開關用時將會導致一些不可避免的損耗，這些損耗可以分為兩類。這兩類中較為簡單的是器件柵極驅(qū)動損耗。如前所述，MOSFET的導通和截止過程包括電容CISS的充電和放電。當電容上的電壓發(fā)生變化時，一定量的電荷就會發(fā)生轉(zhuǎn)移。需要一定量的電荷使柵極電壓在0和VDRV之間變化，這在資料表中的柵極電壓-電荷曲線表現(xiàn)出來。圖6（Figure6）是一個示例

22、。這個圖表曲線給出了一個柵極電荷與柵極驅(qū)動電壓成函數(shù)關系的在最惡劣條件下相對精確的估計。常用來生成這些曲線的參數(shù)是器件漏源截止電壓。VDS(off)影響Miller電荷（曲線中平坦曲線下面部分），也即，在整個開關周期中所需的總電荷。在圖6中一旦得到了柵極總電荷，那么柵極電荷損耗就可用下面公式計算：式中VDRV是柵極驅(qū)動波形的幅度，fDRV是柵極驅(qū)動的頻率（這個頻率通常情況等于開關頻率）。值得注意在這個公式中的QG·fDRV項，它給出了驅(qū)動柵極所需的平均偏置電流。驅(qū)動MOSFET的柵極損耗在了柵極的驅(qū)動電路上。參看圖4和圖5，損耗部分可被認為是柵極驅(qū)動回路中一系列的電阻的組合。在每個開

23、關循環(huán)中，所需要的電荷必須流經(jīng)輸出驅(qū)動阻抗、外部柵極電阻和內(nèi)部柵極網(wǎng)格阻抗。這樣的結果是，功率損耗并不取決于電荷流經(jīng)阻抗元件的快慢。使用圖4和圖5的指定電阻，驅(qū)動功率損耗可表示為：在上面的方程式中，柵極驅(qū)動電路用有阻抗的輸出代替，但這個假設對于金屬半導體的柵極驅(qū)動是無效的。當雙極性晶體管在柵極電路驅(qū)動中被用到時，輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性的，而且公式將得不到正確的結果。為保險起見，假定柵極阻抗很小（<5）而且大部分損耗浪費在驅(qū)動電路中。假如Rgate足夠大，足以使IG低于驅(qū)動雙極型的能力，那么絕大部分的柵極功率損耗浪費在Rgate上。除了柵極驅(qū)動功率損耗外，還有由于大電流和大電壓在較短的時間內(nèi)同

24、時出現(xiàn)造成的傳統(tǒng)意義上的開關損耗。為了保證開關損耗最小，這個持續(xù)的時間間隔必須盡量的小。觀察MOSFET的導通和截止過程，應該減小開關過程中第2和第3個階段的時間（無論是導通過程還是截止過程）。這個間隔是MOSFET的線性工作區(qū)間，此刻柵極電壓介于VTH和VGS,Miller。漏極電壓在開關間轉(zhuǎn)換時，將會引起器件電流變化而且到達Miller平坦區(qū)。在高速門驅(qū)動電路設計中領悟這點是十分重要的。它強調(diào)突出這樣的事實：門驅(qū)動最主要的特性就是它在Miller平坦區(qū)電壓附近的拉電流和灌電流能力。峰值電流能力，是在有輸出阻抗時最大電壓VDRV條件下測得的，和MOSFET的實際開關性能有很少聯(lián)系。真正決定器

25、件開關時間的是在柵源電壓，也就是，在輸出為5V的情況下（MOSFET的邏輯電平是2.5V）時柵極驅(qū)動電流的能力。MOSFET的開關損耗的粗略估計可使用在開關期間第2和第3個階段關于門驅(qū)動電流、漏極驅(qū)動電流、漏極驅(qū)動電壓的簡單線性近似。首先必須確定門驅(qū)動電流，分別為第2和第三階段作準備：假設IG2為器件的輸入電容充電電流，在電壓從VTH變到VGS,Miller；IG3是電容CRSS的放電電流，在漏極電壓從VDS(off)變到0時，大致的開關時間為：在t2時間內(nèi)，漏極電壓是VDS(off)，電流從0傾斜的變化到負載電流IL，而在t3時間內(nèi)漏極電壓從VDS(off)變到0。再次使用波形的線性近似，各

26、自時間內(nèi)的功率損耗近似為：式中的T是開關周期?？偟拈_關損耗是兩部分的和，由此可得出下列表達式：即使較好的理解了開關的過程，但是要精確的計算開關損耗幾乎是不可能的。原因是寄生感性分量將會顯著的影響電流和電壓波形，也會影響開關過程的開關時間?？紤]到實際電路中不同的漏極和源極感應的影響，將會導出一個二階微分方程來描述電路中的實際波形。由于那些變量，包括開啟電壓、MOSFET電容值、驅(qū)動輸出部分等等，有很大的誤差，上述的線性近似對于MOSFET開關損耗的估算是可行的，是比較合理的。寄生部分的影響對開關性能最有深遠的影響是源極電感系數(shù)。在一個典型的電路中，寄生電感有兩個來源，一是MOSFET封裝時的封裝

27、接線；二是在源極端和共地端的印刷電路板線的電感。當高頻濾波電容的負極和門驅(qū)動的旁路電容在功率級時通常要考慮這些。在源極的一系列電流檢測電阻也會對前兩部分電路增加額外的電感。開關過程中有兩個機制，這包括源極電感。在開關轉(zhuǎn)換的開始，柵極電流慢慢增大（由圖4和圖5可得知）。這個電流必須流經(jīng)源極電感，而且會變慢，這取決于電感值。因此，MOSFET的輸入電容的充放電時間將會變長，這主要會影響導通延遲和截止延遲（第一階段）。此外，源極電感和電容CISS組成共振電路，如圖7所示。震蕩電路隨著門驅(qū)動電壓波形的陡峭邊沿而消失，而且他是門驅(qū)動電路中導致可觀察的到的毛刺波形的基本原因。幸運的是，源極電感和電容CIS

28、S之間較大的Q值將會使震蕩衰減，另外，回路中的一系列的電阻（包括輸出驅(qū)動部分、外部柵極電阻、內(nèi)部柵極網(wǎng)格電阻）也會使震蕩衰減。使用者唯一可以調(diào)節(jié)的電阻，RGATE可以為達到最佳狀態(tài)而計算出來：小一點的阻值電阻將會導致門驅(qū)動電壓波形的一個毛刺，但也會加快開啟速度。大點阻值的電阻對震蕩不會衰減而且會加大開關時間，這對門驅(qū)動設計沒有任何的幫助。源極電感的第二個影響是器件漏極電流迅速變化時的一個負反饋。這個影響在導通過程的第2個階段和截止過程的第3個階段會出現(xiàn)。在這些階段中，門電壓介于VTH和VGS,Miller之間，而門電流由驅(qū)動部分電壓決定（VDRVVGS）。為了使漏極電流增加的快些，源極電感上必

29、須加上必要的電壓。這個電壓減少了可用的驅(qū)動電壓，這將會降低漏極電流變化率。較低的漏極電流變化率使得源極電感需要的電壓變小。由此會建立一個由源極電感負反饋導致的柵極電流和漏極電流變化率之間的微妙的平衡。在開關網(wǎng)絡中的另外一個寄生電感是漏極電感，它也由幾部分組成。它們是封裝電感、所有的互聯(lián)電感、在孤立電源中變壓器的漏電感。它們的影響可以合并到一塊，因為他們之間是相互連接的。它們在MOSFET中作為導通阻尼器。在導通期間，它們限制漏極電流變化而且通過公式LD·di/dt來減小器件上漏源極電壓。事實上，LD可以減小導通時的開關損耗。雖然較大的LD對導通過程有用，但是會在截止時（當漏極電流必須

30、快速下降時）產(chǎn)生相當大的問題。為了使截止時漏極電流能迅速減小，關于導通時的一個反方向電壓必須加到電感LD上。這個電壓比VDS(off)要高，這將會引起漏源電壓的一個毛刺，而且會增加截止開關損耗。精確的關于完整開關過程機制的分析包括寄生電感的影響可見相應文獻，但這些點超出了本篇論文的范圍。接地門電路驅(qū)動PWM直接驅(qū)動在開關電源應用中，驅(qū)動MOSFET最簡單的方式就是用PWM IC直接去驅(qū)動MOSFET工作，如圖8所示。在直接驅(qū)動中最困難的是如何使電路布線最優(yōu)化。如圖8所示，在PWM和MOSFET間有相當大的距離。這段距離會引起由門驅(qū)動和地之間回路造成的寄生電感，這將會降低開關速度和引起在MOSF

31、ET驅(qū)動波形中的噪聲。即使使用地線層，寄生電感也不能被消除，因為地線層僅比地回路的寄生電感小些而已。為了減小門驅(qū)動連線的寄生電感，一個比較寬的PCB布線是必須的。直接驅(qū)動的另一個問題是PWM控制器的電流驅(qū)動能力。這將限制由PWM控制器驅(qū)動的在最佳工作狀態(tài)的芯片的最大尺寸。使用PWM直接驅(qū)動MOSFET的另一個限制因素是驅(qū)動器內(nèi)部的功率損耗。如前所討論的，一個外接柵極電阻可以解決這個問題。當直接驅(qū)動電路需要考慮空間限制或者成本限制時，這就需要對控制器的布線進行仔細的考慮和分析。驅(qū)動MOSFET的電流過高可能會破壞PWM內(nèi)部敏感的模擬電路。隨著MOSFET的尺寸的變大，對應的柵極驅(qū)動電荷也會增加。

32、旁路電容的選擇也需要比原來的選擇0.1uF或1uF的旁路電容更加科學的方法。旁路電容的選擇在這一章將要分析論證MOSFET旁路電容的選擇。這個電容和直接驅(qū)動應用電路中的PWM控制器的旁路電容一樣，因為在導通時它提供柵極驅(qū)動電流。假如在一個孤立的驅(qū)動電路中，無論是一個IC還是孤立的元件的門驅(qū)動，這個電容必須放得很近，直接接在偏置端和地線間更好。這里有兩部分電流需要考慮。一個是靜態(tài)電流（即無信號輸入電流），它可能變化10倍多，在一些集成電路的輸入狀態(tài)下。它本身就會在旁路電容上產(chǎn)生一些紋波，計算公式為：這是假設靜態(tài)電流在比較大的情況下得到的。另一個波動成分是柵極電流。盡管大多數(shù)情況下不知道實際電流振

33、幅，但是由柵極電荷量可得知旁路電容產(chǎn)生的電壓紋波值。在導通期間，旁路電容放電給柵極提供電荷，而且最后轉(zhuǎn)移到MOSFET的輸入電容上。因此有紋波如下公式：使用疊加原理和這些公式，旁路電容CDRV在允許范圍內(nèi)的電容值的公式為：式中IQ,HI是最大靜態(tài)電流，DMAX是最大占空比，fdrv是工作頻率，QG是柵極總電荷，這些是建立在門驅(qū)動電壓幅值和漏源電壓為0的狀態(tài)下。驅(qū)動保護在使用雙極型晶體管作為輸出級和直接驅(qū)動的另一個需要做的事情是為雙極型晶體管的輸出提供適當?shù)谋Ｗo，這主要是針對反向電流的。如圖9簡化圖解，集成電路的輸出級是使用npn晶體管，這是由于他們的高效區(qū)和比較好的性能。圖中的每個npn晶體管

34、只能控制一個電流方向。上面那個可以控制拉電流但不能控制灌電流，下面那個恰好相反。在MOSFET的導通和截止時源極電感和MOSFET的輸入電容之間不可避免的波動迫使電流輸出時要向兩個方向流動。為了給反向電流提供一個回路，就需要一個正向?qū)▔航档偷男ぬ鼗O管來保護輸出電路。這個二極管必須與輸出端和驅(qū)動的旁路電容端放的很近。有必要指出，二極管僅保護驅(qū)動電路，對控制柵源電壓噪聲無效，尤其是直接驅(qū)動中芯片和MOSFET的柵源終端離得比較遠的情況。雙極型晶體管推拉式驅(qū)動MOSFET驅(qū)動最流行的和最劃算的就是晶體管同相的推拉式驅(qū)動，如圖10.像所有的外部驅(qū)動一樣，這種電路對控制電流毛刺、功率損耗有效，這對

35、PWM控制更有利。當然，它們可以而且應該緊挨所驅(qū)動的功率MOSFET放置。這樣使得驅(qū)動柵極的電流變化在一個小的范圍內(nèi)，減小了寄生電感的值。即使驅(qū)動由分立元件組成，也需要把旁路電容放置在上部npn管子和下部pnp管子之間。理想情況下，在驅(qū)動的旁路電容和PWM控制器的旁路電容之間可以放置一個濾波電阻或電感，這可增加電路抗干擾能力。圖10中RGATE是可選的，RB可以由驅(qū)動晶體管的放大倍數(shù)而計算得來，以此來提供所需的柵極阻抗。推拉式三極管驅(qū)動有個有趣的性能，那就是兩個基射結可以相互保護，防止反向擊穿。此外，假設回路區(qū)域比較小，RGATE可以被忽略，那么使用基射三極管就可以把柵極電壓鎖定在VBIAS+

36、VBE和GND-VBE之間。這種解決方案的另一個好處是：在同樣的鎖定機制下，npn-pnp推拉式驅(qū)動不需要任何肖特基二極管保護來防止反向電流。MOSFET 推拉式驅(qū)動使用MOSFET電路和使用晶體管是等價的，如圖11所示。不幸的是，這個電路和晶體管推拉式電路相比有一些缺點，這就解釋了為什么它很少被分散的使用。圖11所示為一個反向驅(qū)動，因此PWM控制器的信號也必須反向一下。此外，合適的MOSFET要比晶體管貴很多，而且當他們的柵極電壓在轉(zhuǎn)變時會有很大的電流流過它們。這個問題可以通過增加額外的邏輯或者定時電路來避免，這些技術在IC中被廣泛的使用。提速電路當提到提速電路，設計者唯一的能想到的電路就是

37、加快MOSFET關斷過程的電路。原因是導通速度通常受關斷速度限制，或者說是受電源中整流器部分反向恢復速度限制。在圖3的電感箍緊模型的討論中，MOSFET的導通和整流二極管的截止是相符合的。因此，快速的開關決定于二極管的反向恢復特性，而不是驅(qū)動電路的能力。在一個最優(yōu)的設計中，柵極導通的驅(qū)動速度和二極管開關特性相符的。另外，考慮Miller平坦區(qū)是更加靠近GND而不是柵極最終驅(qū)動電壓VDRV,輸出阻抗和柵極阻抗上可以得到一個更高的電壓。通常情況下所獲得的導通速度足夠來驅(qū)動MOSFET了。在關斷上情況就大大的不一樣了。理論上，MOSFET的關斷速度僅僅依賴于柵極驅(qū)動電路。一個關斷時電流比較大的電路能

38、夠使輸入電容放電更快些，提供更短的截止時間和更小的截止損耗。大的放電電流可以通過低輸出阻抗的MOSFET或者一個n溝道負的截止電壓的器件來實現(xiàn)。雖然較快的開關速度可以降低開關損耗，但是加速電路會增加波形的噪聲，這是由MOSFET關斷時較大的電壓變化率和電流變化率引起。這在選擇合適的額定電壓和電磁干擾防范上需要考慮的。截止二極管下述的關于截止二極管電路的例子是在簡單的以地位參考的柵極驅(qū)動電路中論證的，但也適用于論文后面的電路。最簡單的是反向并聯(lián)二極管技術，如圖12所示。在這個電路中，RGATE可以調(diào)節(jié)MOSFET的開啟速度。在關斷期間，反向二極管分流。僅當柵極電流高于下式值時，DOFF開始工作。

39、1N4148的典型值約為150ma，BAS40，反向肖特基二極管的為300ma左右。因此，當柵源電壓接近0時，二極管的作用越來越小。最終結果是，這個電路會顯著的減小截止時間的延遲，但僅是在開關時間和dv/dt能力上有所幫助而已。另一個缺點是柵極關斷電流仍然必須流經(jīng)驅(qū)動的輸出阻抗。Pnp關斷電路毋庸置疑的，快速關斷電路中最流行的設置就是使用局部pnp關斷電路，如圖13所示。在QOFF的幫助下，MOSFET關斷時柵極和源極局部短路。RGATE限制開關速度，而DON為導通電流提供回路。另外，DON在開始導通時還為三極管QOFF的基射結提供保護，防止被反向擊穿。這個方案最大的好處是MOSFET輸入電容

40、的放電峰值電流被限制在最小的可能的回路（兩個晶體管的柵源連接和集射連接）中。關斷電流不再流入驅(qū)動器中，它不會再引起接地反彈問題，而且驅(qū)動的功率損耗也會減小1/2。關斷三極管的分流包括柵極驅(qū)動環(huán)形電感、電流采樣電阻、和驅(qū)動輸出阻抗。此外，QOFF從不飽和，這對迅速的開關是十分的重要的。仔細觀察電路，可發(fā)現(xiàn)這個解決方案是一個簡單的推拉式驅(qū)動，其中上拉npn晶體管被一個二極管代替。和推拉式驅(qū)動相似，MOSFET柵極電壓被關斷電路近似的鎖定在VDRV+0.7和GND-0.7之間,消除了柵極多余電壓的危險。電路的唯一的缺點是由于QOFF的結壓降使得柵極電壓不能達到0。Npn關斷電路要分析的下一個電路是n

41、pn局部關斷電路，如圖14所示。和pnp方案類似，柵極放電電流也是被限制在局部的。Npn晶體管比pnp晶體管更靠近地端。而且，這樣放置可以提供一個自給偏壓使在加電時MOSFET仍為截止的。不幸的是，這種電路有一些重大的缺點。Npn關斷晶體管QOFF是反向狀態(tài)，這就需要通過QINV來提供一個反向的PWM信號。在MOSFET導通時，反相器從驅(qū)動中分走一部分電流，這降低了電路的效率。此外，QINV的飽和在門驅(qū)動時將會使關斷延遲變大。Nmos關斷電路這是一個改進，遵循較少元件原則，如圖15所示，使用一個雙驅(qū)動為一個小的n溝道晶體管提供PWM信號。這個電路的開關速度很快，而且可以使柵極電壓降到0V。和前

42、面一樣RGATE可以開關的速度，但它也用來防止在兩個驅(qū)動之間毛刺電流的產(chǎn)生。另一個需要考慮的事實是QOFF的電容COSS和功率MOSFET的電容CISS相并聯(lián)。這將增加驅(qū)動所提供的柵極總電荷量。還要考慮，主MOSFET的柵極在智能IC驅(qū)動加電時是不固定的。dv/dt 保護這里有兩種保護MOSFET防止dv/dt觸發(fā)導通的情況。一是在加電過程中，器件柵極和源極端的電阻通?？梢蕴峁┻@種保護。在加電時，下拉電阻的值是在dv/dt最糟糕的情況下的來的，公式如下：在這個公式中，最大的挑戰(zhàn)就是找到加電過程中出現(xiàn)大的最大的dv/dt，然后對此進行保護。第二種情況是在正常工作時，當漏源端時截止而dv/dt強制

43、加到這兩端。這種情況比最初預料的更普遍。所有的同步整流開關都工作在這種模式，這隨后將會討論。大多數(shù)軟啟動開關轉(zhuǎn)換器都能夠在主開關剛截止后把dv/dt強制加到它們上，由電源震蕩部分所驅(qū)動。由于這些dv/dt在加電時相當大，而且開啟電壓VTH由于結工作溫度比較高而更低，因此必須由門驅(qū)動電路的輸出阻抗提供相應保護。第一個任務就是確定在最糟糕情況下dv/dt的最大值。下一步就是在估計一個特定器件的合適性時計算它的正常dv/dt范圍，這由MOSFET內(nèi)部柵極阻抗和電容CGD決定。假定在理想情況即外部驅(qū)動阻抗為0時，器件自身dv/dt限制為：式中VTH是在25時的開啟電壓，-0.007是VTH的溫度系數(shù)，

44、RG,I是柵極內(nèi)部網(wǎng)格阻抗，CGD是柵源電容。假如MOSFET的自身dv/dt比共振電路的dv/dt低，或者另一個不同的管子或者一個負的柵極偏壓，那么久必須考慮這些了。假如結果對器件是有利的，那么最大柵極阻抗可以重新計算，而且由下式可以解出這個方程式：一旦給出最大下拉電阻值，那么柵極驅(qū)動設計就可以進行了。還應該考慮到驅(qū)動的下拉電阻的阻抗也是和溫度有關的。在較高的溫度下，用IC電路驅(qū)動的MOSFET表現(xiàn)出比在通常25情況下更大輸出阻抗。關斷加速電路同樣也可以用于MOSFET的dv/dt抑制上，因為在關斷時可以和RGATE分流，在器件截止狀態(tài)也可以。例如，圖13中簡單的pnp關斷電路，就可以增大M

45、OSFET最大dv/dt值。由于晶體管的放大倍數(shù)的作用等式增加的dv/dt值為：在dv/dt的計算中，MOSFET內(nèi)部柵極阻抗在任何資料表中都沒有明確給出。如前所指出的，這個阻抗由柵極用于分配電流的材料、芯片大小、和芯片內(nèi)部半導體的設計決定。同步整流器驅(qū)動MOSFET同步整流器是以地位參考開關的一個特例。這些器件是在傳統(tǒng)應用中完全一樣的N溝道MOSFET，但是是應用于低電壓輸出電源中而不是用在整流二極管中。它們通常工作在限制十分嚴格的漏源電壓范圍內(nèi)，因此，它們的電容CGS和CDS表現(xiàn)出很大的電容值。此外，它們的應用是獨特的，因為他們工作在他們V-I波形的第四象限。電流由源極流向漏極。這使得柵極

46、驅(qū)動信號仿佛是不相干的。假定這種情況，同步開關鎖需的各個器件都有，電流將會流過這些器件，或者流過有阻抗的溝道，或者是流經(jīng)MOSFET的寄生二極管。檢驗MOSFET同步整流開關的最簡單模型就是一個簡化了的buck功率級電路，其中整流二極管被晶體管QSR所代替，如圖16所示。在這個電路中第一個要確認的事是同步整流MOSFET的工作決定于電路中的另一個控制開關，即前置開關QFW。兩個門驅(qū)動波形不是獨立的，而且它們特定的時間標準必須一致。信號的重疊將會使致命的，因為這兩個MOSFET將會使源極電壓短路，而在此回路中沒有任何限流元件。理想情況是兩個開關同時導通和截止，這可防止MOSFETQSR體二極管的

47、導通。不幸的是，避免體二極管導通的機會太小了。若需要精確的、時間自適的開關速度快的，使用傳統(tǒng)技術通常是做不到的。因此，在很多情況下，一個簡單的周期（從20ns到80ns）體二極管要比同步整流器先導通，后截止。柵極電荷在體二極管導通期間，器件中建立滿載電流，而且漏源電壓和體二極管正向?qū)▔航迪嗤?。在這些條件下，來使器件導通、截止所需的柵極電荷和傳統(tǒng)的在工作區(qū)四分之一周期的電荷不一樣。當柵極導通時，漏源電壓幾乎為0，而且電容CGD和CDS已經(jīng)放電完畢。而且，Miller效應也不會出現(xiàn)，在漏極和柵極端沒有反饋。因此，所需的柵極電荷和使柵源電容、柵漏電容從0充電到VDRV所需的電荷相等。精確的，在0到

48、VDRV的低電壓下，電容CGD的平均值由下式?jīng)Q定：下式用來計算同步MOSFET整流器的總的柵極電荷：這個值明顯的比器件資料表中給出的總電荷值要小。同樣的管子、同樣的整流電路，如果它工作在它的第一象限工作區(qū)，那么它可以更快的開和關。不幸的是，這個優(yōu)點無法實現(xiàn)，這是由于器件的RDS(on)比較低，而在同步整流器中由于器件尺寸較大而導致的輸入電容和輸出電容比較大。在功率損耗中里一個重要的點是，我們需要考慮資料表中總的柵極電荷值。盡管柵極在導通期間從驅(qū)動上得到的實際電荷量要比資料表中給出的小，但資料表中的值包括了流如輸出阻抗的那一部分。在導通前，漏源地電壓變化時，由功率級提供的Miller電荷必須流經(jīng)

49、同步MOSFET驅(qū)動，這就導致了額外的功率損耗。這種現(xiàn)象從圖17可看到，它也是下節(jié)要討論的dv/dt注意事項的一部分。同步MOSFET的截止過程和導通過程遵循相同的原則，因此前面的關于柵極電荷的討論同樣適用。dv/dt注意事項圖17展示了QSR導通和截止時最重要的電路和電流組成。實際上，更精確的說是，QFW上的開關動作強制使QSR導通和截止，而與它本身柵極信號驅(qū)動無關。QSR的導通開始于QFW的截止。當QFW的柵極驅(qū)動信號從高變到低時，開關點的電壓從輸入的電壓水平變到GND。電流停留在前級開關，直到電容CRSS放完電，QSR的體二極管為正向偏壓。在那一瞬間，同步MOSFET接收電流，QFW完全

50、截止。在一個小的延遲后（由控制器的電容控制），QSR的柵極信號開始起作用，然后MOSFET導通。在那時，電流從體二極管上轉(zhuǎn)移到溝道上。在QSR的導通要結束時，MOSFET必須截止。這個過程從同步開關的柵極撤掉驅(qū)動信號開始。這個事件的本身不會引起器件的截止。與之相反，它會強制使電流流入體二極管而不是溝道。電路的運行并不在乎這個變化。當前級開關電壓從低變到高時，電流開始從QSR轉(zhuǎn)移到QFW上。一旦QFW上得電流達到滿載電流，體二極管就完全恢復，開關點電壓從GND變到輸入電壓水平。在這個轉(zhuǎn)變過程中，QSR的電容CRSS開始充電，而且同步MOSFET易受導通時dv/dt的影響?？偨Y這個MOSFET的獨

51、特的工作過程和它的柵極驅(qū)動，最重要的結論是同步MOSFET的導通和截止電壓變化強加到器件上，這是由前級開關的特性（也就是開關速度）決定的。因此，兩個柵極驅(qū)動電路應一同設計，以此來保證在任何工作條件下它們各自的速度和電壓變化匹配。遵循下式可保證這一點：假設QSR和QFW的管子一樣，沒有外接柵極電阻，而且內(nèi)部柵極阻抗和驅(qū)動輸出阻抗相比是微不足道的，那么，驅(qū)動輸出阻抗的比例約為：一個典型的例子，邏輯電平的MOSFET被一個10V的驅(qū)動信號驅(qū)動，那么此時的比率為0.417，這意味著QSR的下拉驅(qū)動電阻必須低于QFW上拉電阻的42%。當應用這些計算時，在設計中記住每個參數(shù)除了電壓VDRV是溫度相關的外它

52、們的值必須適應最糟糕的工作條件。高邊非隔離柵極驅(qū)動高邊非隔離柵極驅(qū)動電路可以按所驅(qū)動器件類型分類，或者按所包含的驅(qū)動電路分類。因此，它們是有差別的，無論是使用的P溝道還是N溝道的管子或者是否為直接驅(qū)動、電平位移驅(qū)動、還是自舉驅(qū)動。無論怎樣，高邊柵極驅(qū)動需要更多注意，下面涵蓋了涉及中所有方面的表可能很有幫助：·效率·偏置/電源電壓·速度限制·最大頻寬比限制·dv/dt影響·啟動條件·瞬態(tài)工作情況·旁路電容大小·布線、接地注意事項P溝道器件的高邊驅(qū)動在這組電路中，P溝道MOSFET開關的柵極端和輸入正極相連。

53、對于柵極器件，驅(qū)動器提供一個低電平導通信號給柵極。這意味著PWM控制器的輸出必須進行反向而且為正極輸入電路提供參考。由于輸入電壓可看做是一個直流電壓源，因此，高邊P溝道驅(qū)動器在開關頻率基礎上不會來回波動，但是他們必須工作在電壓波動范圍內(nèi)。此外，由于柵極的低交流輸入阻抗，驅(qū)動還得參考AC接地電位。P溝道直接驅(qū)動P溝道高邊驅(qū)動的最簡單的情況就是直接驅(qū)動，如果最大輸入電壓比柵源擊穿電壓低，那么就可采用此種驅(qū)動。一個典型的應用領域就是使用P溝道MOSFET12V的DC/DC轉(zhuǎn)換，和圖18原理圖類似。注意圖中反向的PWM輸出信號，這在一些專用的P溝道驅(qū)動控制器中是很容易實現(xiàn)的。器件的工作和N溝道接地直接

54、驅(qū)動相類似。最大的不同就是柵極驅(qū)動電流的路徑，此種電路中它從不流入地。相反的，柵極比較大的充電和放電電流由正極互聯(lián)網(wǎng)絡導電。以此，為使柵極環(huán)形電感最小，正極輸入使用比較寬的線或一個層是比較令人滿意的。P溝道電平位移驅(qū)動對于輸入電壓超過柵源電壓范圍的管子來說，多電平柵極驅(qū)動是必要的。最簡單的柵極驅(qū)動技術是使用一個集電極開路的驅(qū)動，如圖19所示。不幸的是，集電極開路電平位移驅(qū)動器在高速應用直接驅(qū)動MOSFET是不合適的。在一定的輸入電壓范圍，這樣連接會產(chǎn)生許多問題，這是由于集電極開路晶體管的額定電壓。但是最大的抑制障礙就是大的驅(qū)動阻抗。兩個電阻，ROFF 和RGATE的阻抗必須足夠高以此來抑制在開

55、關導通時驅(qū)動的恒流。此外，柵極驅(qū)動幅度取決于分壓電阻和輸入電壓。開關速度和電壓變化免疫受到嚴重限制，這使得這個電路與開關應用無緣。然而，這個簡單的位移驅(qū)動可以用于涌入電流受限制或不需要考慮速度的開關驅(qū)動。圖20展示了一個柵極位移驅(qū)動電路，它對高速應用是適合的而且使用常見的PWM控制器就可順利的工作。集電極開路位移電路的工作原理在推拉式驅(qū)動級中是很簡單的。在這個連接電路中電平位移器有兩個作用，使PWM信號反向和給輸入提供PWM信號參考。電路的開關速度很快，由RGATE 和R2決定的。在開關導通時間，有很小的電流流入電平位移器，以此來使驅(qū)動在正常偏置下。柵極驅(qū)動的能量和位移器的電流都是功率級的正向

56、輸入提供，這部分通常是忽略的。驅(qū)動的能量功耗和頻率部分相關（這是建立在主開關柵極電荷上）、和頻寬比有關、和輸入電壓有關（這是由于電流流入位移器）。這個電路的一個缺點是電壓VDRV是輸入電壓的函數(shù)，這是由于電阻R1和R2的分壓。在大部分情況下，保護電路是用來阻止柵源端電壓過高。另一個困難是npn位移器的飽和，這會增加截止時間（除了由R1和RGATE決定外）。幸運的是，這兩個缺點可以通過把R2移動到QINV的發(fā)射極和GND之間而解決。最終電路在導通和截止時將會提供恒定的柵極電壓和快速的、穩(wěn)定的開關速度。驅(qū)動原理圖中的dv/dt的抑制主要由電阻R1設置。一個低的阻抗可以提高防止dv/dt觸發(fā)導通的能

57、力但是這也增大了位移器的功率損耗。同時，注意這個解決方案在加電時有內(nèi)部自給偏壓裝置。當PWM控制器還未工作時，QINV是截止的，主MOSFET的柵極電壓低于開啟電壓（這由R1和推拉驅(qū)動電路的上一個npn晶體管決定）。尤其要注意的是飛速變化的電壓變化，因為在MOSFET直接的狀態(tài)下它可能引起dv/dt誘發(fā)導通?？傊绷麟娖轿灰破鞯男氏喈?shù)牡?，而且在高于一定輸入電壓時功耗較大。最根本的權衡就是平衡開關速度和位移器的功率損耗，以此來滿足在整個輸入電壓范圍內(nèi)的需要。N溝道器件的高邊直接驅(qū)動在大多數(shù)的開關電源應用中都是采用N溝道MOSFET作為主功率開關，這是由于他們的較低的價格低、較快的速度、和較

58、低的導通阻抗。使用N溝道器件作為高邊開關成為當提到柵極MOSFET的柵極驅(qū)動的必需。驅(qū)動器必需能夠承受在開關切換時猛烈的電壓波動和能夠驅(qū)動柵極電壓在電源正極電壓高的MOSFET。在大多數(shù)情況下，柵極驅(qū)動電壓必須高于電路中直流電源可能的最高電壓。所有的這些困難使得高邊驅(qū)動成為一個有挑戰(zhàn)性的任務。N溝道MOSFET高邊直接驅(qū)動在最簡單的MOSFET高邊直接驅(qū)動應用中，它可以直接由PWM控制器驅(qū)動或者是一個接地的驅(qū)動器。兩種情況必須符合下面這個要求：一個典型的應用電路原理圖如圖21所示，使用一個可選擇的pnp關斷電路。看著電路的基本運行,現(xiàn)在忽略pnp晶體管的斷開，這個結構與以地為參考的原理圖相比有兩個主要的差異。因為漏極和直流輸入端相連，開關動作發(fā)生在器件的源極端。它仍是一樣的具有相同開關時間間隔的感應開關，但是從柵極驅(qū)動設計的觀點看，它是一個完全不同的回路。注意柵極驅(qū)動電流不能回到源極的地端，相反,它必須經(jīng)過負載,與器件的源極相連。在不間斷的電感電流模式下，柵極充電電流必須經(jīng)過輸出電感和負載；而在連續(xù)電感電流模式下，回路卻可以通過控制整流