現(xiàn)代通信原理第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

1、數(shù)字基帶信號5.1碼型變換5.2數(shù)字基帶信號傳輸與碼間干擾5.3無碼間干擾數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的誤碼特性5.4眼圖5.5時域均衡5.6 （1）單極性不歸零碼NRZ 用高電平和低電平（常為零電平）兩種取值分別表示二進制碼1和0，在整個碼元期間電平保持不變，此種碼通常記作NRZ（不歸零）碼。這是一種最簡單最常用的碼型。很多終端設(shè)備輸出的都是這種碼，因為一般終端設(shè)備都有一端是固定的0電位，因此輸出單極性碼最為方便。 圖5-1 單極性不歸零碼NRZ 1111100t0T4T5T7T6T2T3T5.1.1 數(shù)字基帶信號的波形 (2) 雙極性不歸零碼NRZ 用正電平和負電平分別表示1和0，在整個碼元期間電平保

2、持不變。雙極性碼在1、0等概率出現(xiàn)時無直流成分，可以在電纜等無接地的傳輸線上傳輸，因此得到了較多的應(yīng)用。1111100t0T4T5T7T6T2T3T 圖5-2 雙極性不歸零碼NRZ (3)單極性歸零碼RZ 常記作RZ（歸零）碼。與單極性不歸零碼不同，RZ碼發(fā)送1時高電平在整個碼元期間T內(nèi)只持續(xù)一段時間，在其余時間則返回到零電平，發(fā)送0時用零電平表示。T稱為占空比，通常使用半占空碼。單極性歸零碼可以直接提取到定時信號，它是其它碼型提取位定時信號時需要采用的一種過渡碼型。1111100t0T4T5T7T6T2T3T 圖5-3 單極性歸零碼NZ (4) 雙極性歸零碼RZ 用正極性的歸零碼和負極性的歸

3、零碼分別表示1和0。這種碼兼有雙極性和歸零的特點。雖然它的幅度取值存在三種電平，但是它用脈沖的正負極性表示兩種信息，因此通常仍歸入二元碼。 1111100t0T4T5T7T6T2T3T 圖5-4 雙極性歸零碼NZ 以上四種碼型是最簡單的二元碼，它們有豐富的低頻乃至直流分量，不能用于有交流耦合的傳輸信道。另外，當信息中出現(xiàn)長1串或長0串時，不歸零碼呈現(xiàn)連續(xù)的固定電平，沒有電平躍變，也就沒有定時信息。這些碼型還存在的另一個問題是，信息1與0分別對應(yīng)兩個傳輸電平，相鄰信號之間取值獨立，相互之間沒有制約，所以不具有檢測錯誤的能力。由于以上這些原因，這些碼型通常只用于設(shè)備內(nèi)部和近距離的傳輸。 (5) 差

4、分碼NRZ（M）和NRZ（S） 在差分碼中，1和0分別用電平的跳變或不變來表示。在電報通信中，常把1稱為傳號，把0稱為空號。若用電平跳變表示1，稱為傳號差分碼。若用電平跳變表示0，則稱為空號差分碼。傳號差分碼和空號差分碼分別記作NRZ（M）和NRZ（S）。這種碼型的信息1和0不直接對應(yīng)具體的電平幅度，而是用電平的相對變化來表示，由于差分碼中電平只具有相對意義，因此又稱為相對碼。1111100t0T4T5T7T6T2T3T 圖5-5 雙極性傳號差分碼 參考電平1111100t0Ts4Ts5Ts7Ts6Ts2Ts3Ts參考電平 圖5-6 雙極性空號差分碼 5.1.2 數(shù)字基帶信號的模型 數(shù)字基帶信

5、號的模型通常采用隨機過程表示。若碼元寬度是Ts，則數(shù)字基帶信號可表示成 式中， 是第 個符號所對應(yīng)的波形。對于二進制數(shù)字基帶信號，若“1”出現(xiàn)的概率為 ，“0”出現(xiàn)的概率為 則第 個符號對應(yīng)的波形可以表示為 s( )()nns tstnT-pnTtvpnTtvnTtssssn1),(),()(21)(tsnnpnp1（5-1）（5-2） 由數(shù)字基帶信號的模型可見，數(shù)字基帶信號通常是一個平穩(wěn)隨機過程。 要在數(shù)字基帶系統(tǒng)中傳輸它，必須了解它所占的頻帶寬度、所包含的頻譜分量，才能確定信號頻譜與傳輸信道特性是否匹配，以及能否從信號中提取定時分量。5.1.3 數(shù)字基帶信號的功率譜密度 按照式（5-1）和

6、式（5-2）所給出的基帶信號模型，若基帶信號s(t)的相關(guān)函數(shù)表示為)()()(tstsERs（5-3）則 的雙邊功率譜 為)(ts)( fPs2212212)()()1 ()()()1 ()()()(fVfVPPfmffmfVPmfPVfdeRfPssmsssfjss（5-4）式中， 分別是 與 的傅里葉變換。 )(),(,/121fVfVTfss)(1tv)(2tv由式（5-4）可以看出， 的功率譜包含兩個部分，第一部分由有沖激函數(shù) ，所以為離散譜；第二部分由 和 構(gòu)成，為連續(xù)譜。 數(shù)字基帶信號的功率譜密度對于數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的設(shè)計具有非常重要的作用，系統(tǒng)可根據(jù)功率譜密度中的連續(xù)譜確定數(shù)字

7、基帶信號的帶寬。根據(jù)離散譜可以確定隨機序列是否包含直流分量（ ）及定時分量（ ）。)(ts)(2fV)(1fV)(smff 0m1m【例】若單極性二進制數(shù)字基帶信號 的碼元傳輸速率為 ，表示符號“1”的波形為 ，表示符號“0”的波形 ，則由式（5-4）可以得到其功率譜密度為)(tsssBTfR/1)()(1tgtv0)(2tv22)()1 ()()()(fGPPfmffmfPGffPssmsss式（5-5）中， 為 的頻譜。 若 是幅度為1，寬為 的不歸零矩形脈沖，則 是單極性不歸零波形， 。)( fG)(tg)(tgsT)(ts)()(ssfTSaTfG圖5-7 單極性不歸零隨機矩形脈沖序列

8、的波形式（5-5）的離散譜中，當 時， ，因此離散譜中有直流分量；當 時， 。因而 時， ，故基帶信號不含定時信號的離散譜。式（5-5）中連續(xù)譜的形狀由 決定。0m0)0()(SaTmfGss0m0)(sfG1m)( fG0)0()(SaTmfGss圖5-8 單極性不歸零波形的功率譜密度由圖可見，基帶信號的帶寬取決于連續(xù)譜，由頻譜函數(shù)決定。功率譜密度的第一個零點在 處，因此單極性不歸零矩形脈沖的第一零點帶寬為 。)( fGsff ssfB 式（5-5）的離散譜中，當 時， ，因此離散譜中有直流分量；當 為奇數(shù)時， ，尤其當 時， 。因而該信號包含離散的定時分量；當 為偶數(shù)時， 。0m0)0()

9、(SaTmfGssm0)(sfG1m0)2(2)(mSaTmfGss 若 是 幅 度 為 1 、 占 空 比 為 5 0 % 的 歸 零 矩 形 脈 沖 ，則 。)(tg22)(ssfTSaTfGm0)2(2)(mSaTmfGss圖5-9 單極性半占空歸零波形的功率譜密度 在數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中，大部分信道的頻帶通常是受限的，且對直流分量和低頻分量具有很大的衰減。而由原始消息符號所形成的數(shù)字基帶信號常含有直流分，且低頻分量比較豐富，通過基帶信道傳輸，將產(chǎn)生畸，影響接收信號的性能。為了適應(yīng)大多數(shù)基帶信道傳輸?shù)囊螅ǔＴ跀?shù)字基帶系統(tǒng)的發(fā)送端對信源輸出的原始信號進行碼型變換，使變換后的基帶信號具有較

10、好的功率譜密度形狀，同時滿足基帶傳輸系統(tǒng)信息處理與同步的需求。5.2 碼型變換 選擇線路碼必須考慮以下幾個方面 1.線路碼應(yīng)無直流分量，且低頻分量盡量少，功率譜的形狀與傳輸信道匹配。 2.線路碼或其經(jīng)過非線性變換后的基帶信號中應(yīng)包含與定時分量相關(guān)的離散譜,便于接收端從信號中提取定時信息。 3.從信源輸出的信息符號到線路碼的碼型變換應(yīng)具有透明性，即與信源輸出符號的統(tǒng)計特性無關(guān)。 4.線路碼最好具有內(nèi)存的檢錯能力，便于接收端進行誤碼監(jiān)測。 5.在給定傳輸條件的情況下，線路碼應(yīng)使系統(tǒng)的差錯概率盡可能地小。 5.2.1 線路碼的選擇原則 信源輸出的原始信號經(jīng)過碼型變換后稱為傳輸或線路碼，接收端通過碼型

11、反變換恢復(fù)出信源原來的碼型。5.2.2 常用線路碼 1.傳號交替反轉(zhuǎn)碼（AMI） 編碼規(guī)則： 在AMI碼中，二進制碼0用0電平表示，二進制碼1交替地用+1和-1的半占空歸零碼表示，。 AMI碼中正負電平脈沖個數(shù)大致相等，故無直流分量，低頻分量較小。只要將基帶信號經(jīng)全波整流變?yōu)閱螛O性歸零碼，便可提取位定時信號。利用傳號交替反轉(zhuǎn)規(guī)則，在接收端可以檢錯糾錯，比如發(fā)現(xiàn)有不符合這個規(guī)則的脈沖時，就說明傳輸中出現(xiàn)錯誤。AMI碼是目前最常用的傳輸碼型之一。 當信息中出現(xiàn)連0碼時，AMI碼將長時間不出現(xiàn)電平跳變，這給提取定時信號帶來困難?？朔嗀MI碼的長串連“0”問題，可以采用擾碼技術(shù)打亂符號排列的次序，也可

12、采用HDB3碼。 AMI碼譯碼：把所有的1都變成+1即可。2HDB3碼33消息碼 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1AMI碼 -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 -1 +1HDB3碼-1 0 0 0 -V +1 0 0 0 +V -1 +1 -B 0 0 -V +1 -1譯碼:V是表示破壞極性交替規(guī)律的傳號,V是破壞點,譯碼時,找到破壞點,斷定V及前3個符號必是連0符號,從而恢復(fù)4個連0碼,再將-1變成+1,便得到消息代碼. HDB3碼的優(yōu)點是無直流分量,低頻萬分少,譯碼比較簡單,抑制了長的連“0”碼，有利于位同步信號的提

13、取。其缺點是編碼電路比較復(fù)雜，由于各碼元具有一定的相關(guān)性，傳輸中有一個誤碼，解碼后有誤碼增殖現(xiàn)象。A律PCM四次群以下的接口碼型均為HDB3碼。 圖5-10 AMI碼和HDB3碼 3雙相碼 代碼： 1 1 0 0 1 0 1 雙相碼： 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 00 雙相碼又稱曼徹斯特碼 1.符號“0”用“01”表示，即為先負后正的一個周期的對稱方波； 2.符號“1”用“10”表示，即為先正后負的一個周期的對稱方波。 雙相碼的優(yōu)點是每個碼元周期的中心點都存在電平跳變，便于提取位定時信息，無直流分量，編碼過程簡單，具有一定的檢錯能力。其缺點是帶寬比原來的信息代碼增大一倍

14、。 將信源輸出的每m個二進制符號分為一組，變換成n位二進制符號的新碼組。 由于mn，新碼組可能有2m種組合，故多出(2m-2n)種組合。從中選擇一部分有利碼組作為可用碼組，其余為禁用碼組，以獲得好的特性。 在光纖數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，通常選擇mn+1，有1B2B碼、2B3B、3B4B碼以及5B6B碼等，其中，5B6B碼型已實用化，用作三次群和四次群以上的線路傳輸碼型。 4mBnB碼5.3 數(shù)字基帶信號傳輸與碼間干擾 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的性能取決于基帶信號的傳輸信道。大部分基帶信道的帶寬是受限的，且存在幅度頻率失真和相位頻率失真，使通過基帶信道傳輸?shù)幕鶐盘柈a(chǎn)生畸變，同時給基帶信號疊加上噪聲。接收端通過

15、濾波后對基帶信號中各個碼元對應(yīng)的濾形進行抽樣判決,恢復(fù)出發(fā)送的信息符號,畸變的波形和噪聲都會使恢復(fù)出的符號產(chǎn)生錯誤。 在基帶信號中，各個符號對應(yīng)的波形在頻域上是無限延展的?；鶐诺赖膸捦ǔＪ鞘芟薜?，無限的頻譜經(jīng)過有限帶寬信道傳輸后，符號對應(yīng)波形的頻譜將是有限的，這將使接收波形在時域上無限延展。傳輸后的時域波形受到延展，并會對其他的符號在抽樣時刻形成干擾，這種干擾稱為碼間干擾。在基帶傳輸中，除了碼間干擾對接收端抽樣判決有影響外，信道中的噪聲也會影響碼元的判決。 5.3.1 帶限基帶信道對基帶信號傳輸?shù)挠绊憟D5-11 符號波形和頻譜圖圖5-12 等效特性為RC網(wǎng)絡(luò)特性的基帶信道輸入輸出波形 數(shù)字

16、基帶信號的傳輸模型，如圖5-13所示。5.3.2 數(shù)字基帶信號傳輸模型與碼間干擾圖5-13 數(shù)字基帶信號傳輸模型 在框圖中， 為發(fā)送濾波器的輸入符號序列。在二進制的情況下為0、1或-1、+1。為分析方便，把這個序列對應(yīng)的基帶信號表示成 這個信號是由時間間隔為 的一系列的 所組成，每一 的強度由 決定。當 送入發(fā)送濾波器時，發(fā)送濾波器將產(chǎn)生信號 ，表示如下 式中， 是單個 作用下形成的發(fā)送基本波形。設(shè)發(fā)送濾波器的傳輸特性為 ，則 這里已考慮了(t)的頻譜為1。 nsnnTtctd)()(sT)(t nc)(tnc)(td)(1tsnsTnnTtgcts)()(1)(tgT)(t)(TGdeGtg

17、tjTT)(21)( 信號 通過信道時會產(chǎn)生波形畸變，同時還要疊加噪聲。因此，若設(shè)信道的傳輸特性為 ，接收濾波器的傳輸特性為 ，則接收濾波器輸出信號 可表示： 其中 被送入抽樣判決電路，并由該電路確定 的取值。若第 個碼元的抽樣判決時刻為 ，則抽樣值為)(hC)(RG)(1trnRsntnnTthctr)()()(1dfefGfCfGthftjRhT2)()()()()(1trnckskTt nknsRsnknsRssnskTnTnkhchckTnnTkThckTr)()()0()()()(1)(1ts（5-9） 第一項 ：是第 個碼元波形在上述抽樣時刻上的取值，它是確定 信息的依據(jù)； 第二項

18、 ：是接收信號中除第 個以外的所有其他碼元波形在第 個抽樣時刻上的總和，我們稱這個值為碼間干擾值； 第三項 ：是一種隨機干擾。 nknsnTnkhc)(式中右邊)0(hck)(sRkTnkkckk 碼間干擾 的大小由基帶系統(tǒng)的沖激響應(yīng) 在 ( )時刻的抽樣值和 決定。 5.3.3 消除碼間干擾的條件nc)(thsmTt 0mnknsnTnkhc)( 不可能全是“0”，要想消除碼間干擾，沖激響應(yīng)必須滿足 nc)(th0,00,0)(mmCmThs（5-10）圖5-13 滿足無碼間干擾條件的h(t)圖5-14 接收濾波器輸出波形 根據(jù)無碼間干擾的時域條件式（5-10），可以推導(dǎo)出基帶傳輸函數(shù) 應(yīng)滿

19、足的條件 （5-11）)( fHsnseqTfCTnfHfH21)()( 公式5-11（奈奎斯特第一準則）的物理意義 把 波形在 軸上以 間隔切開，然后分段沿 軸平移到（ ， ）區(qū)間內(nèi)，將它們疊加起來求和，只要其結(jié)果是疊加出一個固定值（水平線），當以 速率傳輸基帶信號時，無碼間串擾。當以高于 速率傳輸基帶信號時，存在碼間串擾。)( fHfsT/1fsT2/1sT2/1sT/1sT/15.3.4 幾種典型的無碼間干擾的基帶傳輸特性1頻帶最窄的當數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)碼元速率 時，滿足式（5-11）中無碼間干擾傳輸條件的頻帶最窄的 如圖5-15所示，其沖激響應(yīng) 如圖5-16所示。 sBTR/1)( fH

20、)( fH)(th圖5-15 頻帶最窄的)( fH圖5-16 頻帶最窄的)(th 由圖5-15、5-16可以看出，頻帶最窄的 的帶寬 為 ，系統(tǒng)碼元傳輸速率 ，頻帶利用率為 波特/赫，這是數(shù)字基帶傳輸?shù)淖罡哳l帶利用率。在碼元傳輸速率為 時，基帶系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)無碼間串擾傳輸所需的最小帶寬 稱為奈奎斯特帶寬。該系統(tǒng)無碼間串擾的最高傳輸速率稱為奈奎斯特速率。 )(thBsT2/1sBTR/12/BRBsT/1sT2/1 為了便于實現(xiàn)，減小系統(tǒng)對定時誤差的敏感度，數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)通常采用具有滾降特性的 ，如圖5-20所示。)( fH圖5-17 具有滾降特性的)( fH 常用滾降系數(shù)表征 的滾降特性，該系

21、數(shù)定義為 )( fHxff 由圖5-17可知， 的奈奎斯特帶寬為 ，故無碼間串擾的最高傳輸速率為 ，系統(tǒng)帶寬 ，系統(tǒng)的頻帶利用率 波特/赫。 )( fHxfxBfR2xfB)1 ()1 (2/BRB 圖5-18所示給出滾降系數(shù)分別為0、50%和100%的 余弦滾降特性曲線。 圖5-19所示給出滾降系數(shù)分別為0、50%和100%的 所對應(yīng)的沖激響應(yīng) 波形。)( fH)( fH)(th圖5-18 余弦滾降傳輸函數(shù))( fH圖5-19 余弦滾降特性的沖激響應(yīng))(th 在具有余弦滾降特性的 中，當 時， 稱為升余弦滾降特性，其傳輸函數(shù)可表示為 （5-13）)( fH%100)( fHssssTfTff

22、TTfH1,01,22cos1 (2)( 其沖激響應(yīng)為22/41/cos/sin)(ssssTtTtTtTtth5.4 無碼間干擾數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的誤碼特性 影響數(shù)據(jù)可靠傳輸?shù)囊蛩赜袃蓚€: (1) 碼間干擾 當傳輸特性滿足一定的條件（奈奎斯特準則）時可消除。 (2) 信道噪聲 即高斯白噪聲，時時刻刻存在于系統(tǒng)中，是不可消除的。它對傳輸數(shù)字信號的危害是引起誤碼。將1信號錯判為0信號，或使0錯判為1。 討論問題： 在無碼間串擾的條件下，噪聲對基帶信號傳輸?shù)挠绊?，即計算噪聲引起的誤碼率。若數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)采用無碼間串擾的傳輸函數(shù) ，則在接收濾波器輸出信號的抽樣值中無碼間串擾。這時式（5-9）變?yōu)?)

23、()0()(1sRksKTnhckTr（5-15）)( fH 假設(shè)在數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中傳輸?shù)氖请p極性二進制數(shù)字基帶信號，發(fā)送符號”1”時，有用信號的抽樣值 為 ，而發(fā)送符號”0“時，其抽樣值為 ，噪聲抽樣值 服從均值為0，方差為 的高斯分布。于是有，發(fā)送符號”1“時，用于判決的抽樣值為)0(hckAA)(sRKTn)()(1sRsKTnAkTr 的概率密度函數(shù)為)(1skTr2212)(exp21)(nnAxxf 發(fā)送符號”0“時，用于判決的抽樣值為)()(1sRsKTnAkTr 的概率密度函數(shù)為)(1skTr2202)(exp21)(nnAxxf設(shè)判決電路的判決門限為 ，判決規(guī)則為：在發(fā)送符

24、號”1“的前提條件下，判決錯誤的概率為在發(fā)送符號”0“的前提條件下，判決錯誤的概率為dVdsVkTr)(1dsVkTr)(1dVdsedxxfVkTrPP)()(111dVdsedxxfVkTrPP)()(010 x(t)的概率密度曲線 圖 5- 20 判決電路的典型輸入波形01010100*0111*A0A(a)判決門限電平(抽樣脈沖)判決門限電平t0A0A(b)無噪聲時有噪聲時誤碼誤碼 若符號”0“和”1“出現(xiàn)的概率分別為 和 ，則系統(tǒng)的平均誤碼率為)()()(11001100dVVeeeVFdxxfPdxxfPPPPPPdd1P0P 最佳判決門限為102*ln2PPAVnd 在等概率的條

25、件下，最佳判決門限電平 ，判決門限與接收信號的抽樣電平無關(guān)，其誤碼率為 0*dVneAerfcP2215-205-225-21 在 的抽樣值中，信號與噪聲的功率之比即信噪比 ，故式（5-22）可表示為)(1tr221erfcPe（5-23）22/nA 若在數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中傳輸?shù)氖菃螛O性二進制數(shù)字基帶信號，與符號”1”或符號“0”對應(yīng)的有用信號的抽樣值 為 或 ，在噪聲統(tǒng)計特性不變的條件下，其最佳判決門限為)0(hck102ln2PPAAVnd 在等概率的條件下，最佳判決門限電平與接收信號抽樣電平有關(guān)，對信道的變化適應(yīng)性較差，這時的誤碼率為)0(hckA02/AVdneAerfcP2221（5

26、-24）（5-25） 由于單極性二進制數(shù)字基帶信號的平均功率是雙極性二進制數(shù)字基帶信號平均功率的一半，故在 的抽樣值中，信號與噪聲的功率之比即信噪比也減半，即 ，故式（5-25）可表示為)(1tr)2/(22nA421erfcPe（5-26）圖5-24 單極性和雙極性信號的誤碼率曲線 在碼間串擾和噪聲同時存在的條件下，要對基帶系統(tǒng)的性能進行嚴格的定量分析非常困難。在實際工作中，常用示波器來觀察接收信號波形以判決系統(tǒng)的傳輸質(zhì)量。即采用“眼圖”來估計系統(tǒng)存在的碼間干擾和噪聲的大小，并利用“眼圖”作為系統(tǒng)部件調(diào)整的依據(jù)。 “眼圖”就是把示波器Y軸接到基帶系統(tǒng)接收濾波器的輸出端，將示波器的水平掃描周期

27、調(diào)整到與接收信號的碼元周期同步，由于示波器的余輝作用，各個碼元的波形會重疊在一起，示波器屏幕上顯示出類似于人眼睛的圖形，這個圖形稱為“眼圖”。 基帶信號波形及眼圖 圖(a) 是接收濾波器輸出的無碼間串擾的雙極性基帶波，掃描所得的每個碼元波形將重疊在一起，形成如圖 (c)所示的跡線細而清晰的大“眼睛”；圖(b)是有碼間串擾的雙極性基帶波形，由于存在碼間串擾,此波形已經(jīng)真，示波器的掃描跡線就不完全重合,于是形成的眼圖線跡雜亂,“眼睛” 張開得較小，且眼圖不端正，如圖(d)所示。 “眼圖”張開度大，跡線細而清晰，即“大眼睛，單眼皮”，表明基帶系統(tǒng)碼間干擾和噪聲小，系統(tǒng)信息傳輸可靠性高。 “眼圖”張開

28、度小，跡線粗而模糊，即“小眼睛，多眼皮”，表明基帶系統(tǒng)碼間干擾和噪聲大，系統(tǒng)信息傳輸可靠性低。 圖5-25 基帶信號眼圖圖5-25 基帶信號眼圖 接收二進制波形時，在一個碼元周期內(nèi)只能看到一只眼睛；若接收的是M進制波形，則在一個碼元周期內(nèi)可以看到縱向顯示的(M-1)只眼睛；另外，若掃描周期為nTs時，可以看到并排的n只眼睛。圖5-26 眼圖的模型眼圖模型 根據(jù)圖5-26所示的眼圖模型，可以獲取以下信息 （1）最佳抽樣時刻：即眼睛睜開最大的時刻。 （2）最佳判決門限：即眼圖中央的橫軸。 （3）對定時誤差的靈敏度：由眼圖斜邊的斜率決定。 （4）峰值畸變區(qū)：即數(shù)字基帶信號幅度的畸變范圍。（5）過零失真區(qū)：即波形零點位置的變化范圍。 （6）噪聲容限：即上下兩個陰影區(qū)域間隔距離的一半。在抽樣判決時刻，當噪聲強度超過噪聲容限時，則可能出現(xiàn)錯判。5.6 時 域 均 衡 實際的信道特性既不可能被完全知道,也不可能保持恒定不變。 實際的發(fā)送和接收濾波器也不可能理想的完全滿足理想低通或等效理想低通特性。 當串擾嚴重時，必須對系統(tǒng)的 進行校正，使其接近無碼間串擾要求的特性。實際的