《開關(guān)穩(wěn)壓電源》word版

1、開關(guān)穩(wěn)壓電源摘要d本設(shè)計以UC3842芯片作為開關(guān)電源的控制芯片，采用隔離的反激變換器作為DC-DC主回路拓撲結(jié)構(gòu) ，結(jié)合 philips P89LPC935單片機最小系統(tǒng)，對整個開關(guān)穩(wěn)壓電源回路進行輔助控制，并完成了各種人機交互的過程；在主回路中，仍舊使用專用的開關(guān)電源控制芯片輸出占空比可調(diào)的方波，從而控制電感的充電時間，最后達到控制輸出電壓的目的；同時通過UC3842的過流檢測管腳實現(xiàn)對開關(guān)電源的過流保護功能。philips P89LPC935單片機最小系統(tǒng)在這里充當了管理者的作用，它不但直接通過其自帶的8位AD從電源的輸出端獲取輸出電壓值，并通過其SPI串行數(shù)據(jù)傳輸口向連接有6B595的

2、液晶顯示器控制模塊sed1520發(fā)送各種顯示數(shù)據(jù)，和控制led數(shù)碼管的顯示，通時它還使用同樣的方式實現(xiàn)了鍵盤的掃描，最后通過軟件編程，結(jié)合philips P89LPC935自帶的DA輸出，實現(xiàn)了通過按鍵實現(xiàn)對開關(guān)穩(wěn)壓電源輸出電壓的步進調(diào)整過程。DC-DC主拓撲回路單片機最小系統(tǒng)反饋控制回路輸出輸入：220v隔離變壓器整流濾波方案論證DC-DC主回路拓撲方案一：采用Boost拓撲結(jié)構(gòu)，可設(shè)計成電流型控制的升壓DCDC電路，用這種方法雖然電路簡單，且不需繞制變壓器，只有一個電感，所以也意味著其不可能具有輸入和輸出隔離，并且很明顯，Boost輸出不可能低于輸入電壓。方案二：采用隔離的反激變換器，這種

3、電路的工作原理與Boost拓撲結(jié)構(gòu)類似，主要多了個變壓器隔離，當變壓器有多組副線圈時可有多個輸出，而且所有線圈之間以及初級相互隔離的，只要調(diào)節(jié)初級與各次級匝比，輸出可以做成任意大小，從而降低對電源控制芯片脈寬調(diào)節(jié)范圍的要求。方案三：采用正激變換器結(jié)構(gòu)，由于正激變換器不存儲能量，它不存在反激功率水平限制問題。它也具有一個電感，與輸出電容一起平滑電流，正激可直接構(gòu)成500W或更大功率，這種拓撲的主要限制在于是否可買到到達功率的MOSFET，增加功率就會增加電流，最終導致MOSFET消耗太大。綜合考慮，方案二電路相對簡單，且易于實現(xiàn)，故采用方案二。控制方法及實現(xiàn)方案方案一：通過UC3842的反饋管腳

4、對輸出占空比進行調(diào)整，從而控制電感的充電時間，最后達到控制輸出電壓的目的；同時通過UC3842的過流檢測管腳實現(xiàn)對開關(guān)電源的過流保護功能。方案二：采用philips P89LPC935作為開關(guān)電源的主控芯片，直接輸出PWM波控制開關(guān)管的斷開與閉合，同時通過反饋電路采集輸出電壓后，采用PID算法控制PWM波的占空比，實現(xiàn)電壓的反饋調(diào)整，并通過P89LPC935實現(xiàn)輸出電壓與電流的測量與顯示功能，實現(xiàn)對輸出電壓進行鍵盤設(shè)定和步進調(diào)整。方案三：以UC3842作為開關(guān)電源的控制芯片，結(jié)合 philips P89LPC935輔助控制并完成其它功能。權(quán)衡以上三種方案，考慮到單片機的時鐘速率，為保證設(shè)計的可

5、行性，最后決定采用方案三以降低設(shè)計項目的失敗率。提高效率的方法及實現(xiàn)方案開關(guān)電源的功耗包括由半導體開關(guān)、磁性元件和布線等的寄生電阻所產(chǎn)生的固定損耗以及進行開關(guān)操作時的開關(guān)損耗。對于固定損耗，由于它主要取決于元件自身的特性，因此需要通過元件技術(shù)的改進來予以抑制。在磁性元件方面，對于兼顧了集膚效應(yīng)和鄰近導線效應(yīng)的低損耗繞線方法的研究由來已久。為了降低源自變壓器漏感的開關(guān)浪涌所引起的開關(guān)損耗，人們開發(fā)出了具有浪涌能量再生功能的緩沖電路等新型電路技術(shù)。以下是提高開關(guān)電源效率的電路和系統(tǒng)方法：方法1：ZVS（零電壓開關(guān)）、ZCS（零電流開關(guān)）等利用諧振開關(guān)來降低開關(guān)損耗。 方法2：運用以有源箝位電路為代

6、表的邊緣諧振（Edge Resonance）來降低開關(guān)損耗。方法3：通過延展開關(guān)元件的導通時間以抑制峰值電流的方法來減少固定損耗。方法4：在低電壓大電流的場合通過改善同步整流電路的方法來減少固定損耗。方法5：利用轉(zhuǎn)換器的并聯(lián)結(jié)構(gòu)來減少固定損耗。電路設(shè)計與參數(shù)計算主回路器件的選擇及參數(shù)計算器件材料的選擇：磁性材料的選擇：開關(guān)電源的頻率一般為幾十千赫至幾百千赫宜選國產(chǎn)MXO-2000錳鋅鐵氧體，其導磁率=2000。由這種材料制成EE型磁芯具有漏感小、藕合性能好、繞制方便等優(yōu)點。對于2080W的小功率開關(guān)電源，可采用E-12型磁芯，磁芯有效面積Sj=1.44cm2。飽和磁通密度Bs=400mT,使用

7、時為防止出現(xiàn)磁飽和，實取磁通密度B=250T。開關(guān)功率管的選擇：由于開關(guān)功率管應(yīng)能承受630V以上的高壓，為安全起見，應(yīng)采用耐壓1000V的VMOS管。可選用IRFPG407型，其漏源級可承受最高電壓VDSM=1000V，最大漏極電流IDM=4.3A，最大功耗PDM=150W，完全可以滿足要求。但在用時，必須加合適的散熱器。自饋線圈、次極線圈中整流管的選擇：自饋線圈回路中可選FR309型快恢復(fù)二極管，其耐壓值為1000V，額定整流電流為3A。次極線圈回路宜選用肖特基二極管，它屬于高頻、大電流、底功耗器件，其正向?qū)▔航祪H0.4V左右，還不到快恢復(fù)二極管VF的一半。D80004型肖特基二極管的主

8、要參數(shù)是：平均整流電流I0=15A，最大正向壓將VF=0.4V，反向恢復(fù)時間tvv10ns,反向峰值電壓VR=40V。主要參數(shù)確定：由UC3842構(gòu)成的開關(guān)電源屬于單端反激變換器式。其工作頻率盡管可達500KHZ，但受工藝、開關(guān)功率管頻率特性等因素的限制，通常將設(shè)計在幾十千赫以下。使用VMOS管時，用雙極型開關(guān)功率管時，為宜，當電路起振后，用示波器從UC3842的第4腳可觀察到幅度約為1.5V，周期為25的鋸齒波。反向恢復(fù)時間愈小，高頻開關(guān)性能越好。肖特二極管（SBD）的，快恢復(fù)二極管（FRD）的，超快恢復(fù)二極管（SRD）的。計算脈沖信號最大占空比Dmax：當U2在1521V范圍內(nèi)變化時。經(jīng)全

9、波整流后的直流輸入電壓VImin21V, VIMAX29V。單端反激式開關(guān)電源中所產(chǎn)生的反向電動勢e8V。線圈漏感造成的尖峰電壓VL10V，因為VIMAX + e + VL 47V。故開關(guān)功率管應(yīng)能承受47V以上的高壓。計算脈沖信號最大占空比：計算初級線圈的電感量L1：高頻變壓器初級線圈的電感量L1由下式確定： (1)將開關(guān)電源效率=80%、VImin = 21V 、Dmax = 27.5% 、= 100W 、一并代入（1）式，則L1 =0.001mH。設(shè)滿載時峰值電流為IP，在進行短路過流保護時的過載電流為IS，有公式： (2) (3)不難求出；在初級線圈儲存的電能為 確定初級線圈的匝數(shù)N1

10、：在初級線圈的安匝數(shù)與所儲的電能之間存在下述關(guān)系： （4）將、代入（4）式得安匝。因此匝，實取90匝，采用4.31高強度漆包線繞制。確定反饋線圈匝數(shù)和次級線圈匝數(shù)：確定后，利用下式可計算出 （5）計算得=11.1匝，實取11匝采用2.51高強度漆包線繞制。次級線圈的回路中采用肖特基二級管D80-004，0.4， =30V，故計算可得=12.85匝，鑒于達7安時線圈的銅阻與輸出引線電阻上均會形成壓降，為避免輸出電壓跌落應(yīng)適當提升的值，可選取=14 匝，用4股1.0高強度漆包線繞制并聯(lián)后繞制而成，電流密度?？刂齐娐吩O(shè)計與參數(shù)計算 由UC3842構(gòu)成的電路如下圖，剛開機時18V交流電壓經(jīng)過橋式整流和

11、濾波，產(chǎn)生約+25V的直流電壓然后經(jīng)R2降壓后向UC3842提供16V啟動電壓，R1是限流電阻，C1是濾波電容，進入正常狀態(tài)后反饋線圈上的高頻電壓經(jīng)過D2，C8整流濾波，就做為UC3842的正常工作電壓，R3、C2用以改善內(nèi)部誤差放大器的頻率響應(yīng)R4是斜坡補嘗電阻，R6=10、C5=470pF,開關(guān)頻率501.8/R6C640kHz。C7是消噪電容，R8為過流檢測電阻。R10是VMOS管的柵極限流電阻。由C1，D4，R1，R7，D2，C8構(gòu)成兩極吸收回路，用以吸收尖峰電壓。VD1-VD3選用快恢復(fù)二極管FR305。D4為輸出級的整流管，采用D80-004型肖特基二極管，以滿足高額，大電流整流之

12、需要。整機工作過程是首先通過自饋線圈N2對輸出電壓采樣，然后依次經(jīng)過芯片中的誤差放大器、PWM鎖存和輸出級，去控制VMOS管的導通與截止，以決定高頻變壓器的通斷狀態(tài)，最終達到穩(wěn)壓目的。效率的分析及計算根據(jù)各管的耗能計算，初步估算效率為81%以上；保護電路設(shè)計與參數(shù)計算R8為過流檢測電阻取較小阻值。數(shù)字設(shè)定及顯示電路的設(shè)計本部分功能主要是通過P89LPC935來控制的。測試方法與數(shù)據(jù)測試方法U0可調(diào)范圍通過電壓表直接測量電源輸出端可得到；IOMAX通過把電流表串在一大功率可調(diào)電阻負載上，下調(diào)負載電阻，查看電流表示數(shù)；電壓調(diào)整率：SV:定義為負載不變，輸入電壓VI變化時維持輸出電壓不變的能力常用單

13、位輸出電壓下輸出電壓VO變化量DVO與輸入電壓變化量DV1之比，其中的電壓數(shù)據(jù)都是由電壓表直接測量得到；負載調(diào)整率：定義為輸入電壓不變而負載電流在規(guī)定范圍內(nèi)變化時輸出電壓相對變化的百分比，其中的電壓數(shù)據(jù)都是由電壓表直接測量得到；噪聲紋波電壓峰峰值測量通過把示波器直接接在電源輸出端測量得到數(shù)據(jù)；效率測試：通過測量輸入輸出端的電壓，電流，求得輸入輸出功率，效率=輸出功率/輸入功率； 過流保護功能測試：通過把電流表串在一大功率可調(diào)電阻負載上，下調(diào)負載電阻，查看電流表示數(shù)即可得出結(jié)論。測試儀器電流表，電壓表，大功率可調(diào)電阻負載，示波器，交流調(diào)壓器。測試數(shù)據(jù)經(jīng)多次測量求平均值得，U0可調(diào)范圍為2838V, IOMAX=2.2A, 電壓調(diào)整率=1.5%,負載調(diào)整率=3.