殘差時間計數(shù)型InGaAs脈沖頻率調(diào)制數(shù)字讀出電路研究

1、殘差時間計數(shù)型InGaAs脈沖頻率調(diào)制數(shù)字讀出電路研究近紅外（Near-infrared， NIR）光譜分析技術(shù)具有快速、無損、高效率的特點，是物質(zhì)成分分析的重要手段1-2。近年來，便攜式微型光譜儀和光譜傳感物聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展推動了光譜分析技術(shù)向野外現(xiàn)場分析和在線檢測應(yīng)用拓展2-6，這對紅外光譜傳感器的動態(tài)范圍和抗干擾能力等性能提出了更高的要求。與傳統(tǒng)模擬讀出方式相比，數(shù)字讀出電路通過在紅外焦平面的列級或像素級位置集成模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog to Digital Converter， ADC），縮短了模擬信號通路，有益于增加信號傳輸?shù)目垢蓴_能力7。數(shù)字讀出電路是紅外焦平面片上數(shù)字信號處理的前提，是

2、紅外智能傳感器發(fā)展的關(guān)鍵技術(shù)環(huán)節(jié)，根據(jù)應(yīng)用需求選擇集成不同的數(shù)字化結(jié)構(gòu)，可有效提升信號讀出質(zhì)量和焦平面性能。脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation， PFM）型數(shù)字讀出電路結(jié)構(gòu)，又被稱作電荷包計數(shù)型結(jié)構(gòu)，可以在一個積分周期內(nèi)對積分電容多次復(fù)位，將探測器的光電流轉(zhuǎn)化為數(shù)字脈沖7-10。由于光電流大小與產(chǎn)生的數(shù)字脈沖頻率成正比，因而可以使用積分時間內(nèi)的脈沖累加計數(shù)值作為數(shù)字碼值，實現(xiàn)探測器光電流的數(shù)字積分。傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的數(shù)字讀出電路，如單斜率型、逐次逼近性和過采樣型等，都是在對紅外探測器的光敏電流進(jìn)行模擬電壓積分，因此難以突破電壓擺幅和電容大小決定的“天花板”限制。PFM結(jié)

3、構(gòu)通過多次復(fù)位打破了常規(guī)讀出電路中積分電容和電源電壓決定的滿阱電荷容量限制，是一種實現(xiàn)超大動態(tài)范圍焦平面信號數(shù)字讀出的可行技術(shù)方案。PFM結(jié)構(gòu)較為簡單，除輸入級和比較器工作在模擬域，其余部分均工作在數(shù)字域，因此常被作為焦平面像素級數(shù)字化方案的選擇之一7。PFM結(jié)構(gòu)的最小有效位（Least Significant Digit， LSB）取決于積分電容一次復(fù)位的最小電荷量。由于工藝限制，積分電容不可能做到無限小，因此最后一次復(fù)位后積分電容上的殘余電荷會引起轉(zhuǎn)換誤差8。為了進(jìn)一步提升轉(zhuǎn)換精度和動態(tài)范圍，基于粗略轉(zhuǎn)換和精細(xì)轉(zhuǎn)換相結(jié)合的多種兩步式PFM轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)被研究者提出和應(yīng)用8-10，通過兩種轉(zhuǎn)換方式

4、相結(jié)合，強(qiáng)光下以粗略轉(zhuǎn)換為主擴(kuò)展動態(tài)范圍，弱光下以精細(xì)轉(zhuǎn)換為主提取信號細(xì)節(jié)，可以進(jìn)一步滿足多場景的光譜應(yīng)用需求。此外，在對強(qiáng)光照環(huán)境下的探測器光電流進(jìn)行積分時，PFM數(shù)字化結(jié)構(gòu)還存在轉(zhuǎn)換結(jié)果線性度較差等問題8。短波紅外InGaAs探測器多采用電容負(fù)反饋放大（Capacitance feedback Trans-Impedance Amplifier， CTIA）輸入級結(jié)構(gòu)11，目前關(guān)于CTIA輸入級的PFM數(shù)字讀出電路研究還相對較少。本文分析建立基于CTIA輸入級的PFM數(shù)字化結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換模型，針對殘余電荷帶來的轉(zhuǎn)換誤差和復(fù)位遺失電荷引起的轉(zhuǎn)換非線性問題，進(jìn)一步設(shè)計了一種線列光譜組件的雙積分電容殘

5、差時間計數(shù)型兩步式PFM數(shù)字讀出電路，實現(xiàn)了16位粗略轉(zhuǎn)換和最大16位精細(xì)轉(zhuǎn)換融合，為短波紅外光譜組件的野外復(fù)雜場景應(yīng)用提供了一種大動態(tài)范圍的數(shù)字讀出方案。1 理論轉(zhuǎn)換模型CTIA輸入級PFM數(shù)字讀出電路的結(jié)構(gòu)如圖1（a），單元電路主要包括CTIA輸入級、比較器、復(fù)位電路、計數(shù)器和存儲器等。探測器的光生電流信號在CTIA輸入級積分， 當(dāng)積分電容負(fù)端電壓低于比較器參考電壓時，比較器輸出翻轉(zhuǎn)對積分電容快速放電復(fù)位，此過程周期形成一個脈沖信號作為ADC的LSB。在信號積分周期內(nèi)，積分電容多次復(fù)位，通過計數(shù)器對脈沖個數(shù)的計數(shù)碼值表征探測器光電流的大小。圖1CTIA注入級PFM數(shù)字讀出電路結(jié)構(gòu)Fig.1

6、The structure of pulse frequency modulation digital readout circuit with CTIA input stageCTIA輸入級PFM數(shù)字化結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換過程主要存在兩個比較重要的非理想因素，一是最后一次脈沖復(fù)位后積分電容上存在的殘余電荷，由于該部分電荷未被納入量化，因而會引起轉(zhuǎn)換誤差；二是實際復(fù)位過程中，復(fù)位脈沖和復(fù)位電流會導(dǎo)致部分積分電荷遺失，分別對其展開討論。首先分析積分電容殘余電荷帶來的影響，將電容的積分復(fù)位過程看作理想狀態(tài)，一個積分周期的總積分電荷可以表示為Qtotal=Qint+Qres=NQ0+Qres（1）式中，Qin

7、t表示積分電荷；N 表示脈沖計數(shù)碼值，是光電流大小轉(zhuǎn)換后的數(shù)字表征；Q0表示積分電容在兩次復(fù)位之間的積分電荷量，其值由積分電容大小C和復(fù)位前后的電壓差V決定；Qres表示積分電容上的殘余電荷，大小介于0和Q0之間，可知殘余電荷引起的誤差最大為1個LSB。由式（1）可得，積分電容殘余電荷帶來的轉(zhuǎn)換誤差 可以表示為=QresNQ0+Qres=11+NCVQres（2）由式（2）可知，隨著N增大， 值不斷減小最終趨向于0，說明殘余電荷引起的誤差僅在小積分電流情況下比較明顯，隨著積分電流增大，殘余電荷的影響逐漸減弱。對遺失電荷的分析需要著重關(guān)注電容積分復(fù)位過程的細(xì)節(jié)，因而將總積分電荷表示為Qtotal

8、=Qint+Qrst+Qres=NQ0+NQr+Qres（3）式中，Q0表示電容在兩次復(fù)位之間的有效積分電荷量；Qr表示單次復(fù)位過程中的遺失電荷，Qrst為總的遺失電荷。由以上分析可知，在大積分電流情況下，殘余電荷Qres引起的轉(zhuǎn)換誤差可以忽略。采用注入電流與積分時間的乘積表示電荷量，則式（3）可表示為ITtotal=NCV+NITrst（4）式中，Ttotal代表總的積分時間，I為實際積分電流，Trst為復(fù)位脈沖的寬度，由比較器反轉(zhuǎn)速度和整形電路的延遲時間共同決定。對式（4）進(jìn)行變換，可得轉(zhuǎn)換后的數(shù)字化碼值N為N=TtotalTrst+CVI（5）Ttotal、Trst、C在特定的電路參數(shù)和

9、應(yīng)用環(huán)境下為常量，著重分析I和V的非理想變化趨勢。因為PFM結(jié)構(gòu)留給積分電容的復(fù)位時間極短，復(fù)位結(jié)束時電容上的復(fù)位電流Irst不會立即消失，由電路知Irst與探測器電流Id反向，故積分電流并非在所有時刻都與探測器電流相等，其與時間的函數(shù)關(guān)系可表示為I=Id(Irst+Id)et/（6）式中，為CTIA電路復(fù)位時的響應(yīng)時間常數(shù)，與CTIA運放、探測器電容、復(fù)位開關(guān)和負(fù)載等有關(guān)。進(jìn)而可推出V的函數(shù)關(guān)系式為V=t0I(t)dtC=IdtC+(Id+Irst)C(1et/)（7）由式（7）可知，在非理想條件下，由于復(fù)位電流的影響，運放輸出端信號如圖2，在復(fù)位過程（階段1）結(jié)束后先非線性上升（階段2）再

10、線性下降（階段3）。此外，V還會受到偏置電壓Vref和Vcm引入的噪聲影響，因此在實際應(yīng)用中需要盡量為這個兩個偏置電壓選擇高精度、高穩(wěn)定性的解決方案。由于V和I均受到復(fù)位電流的影響，為了簡化數(shù)學(xué)模型，使用指數(shù)因子p 表征復(fù)位電流引入的非理想因素，將N表示為N=Ttotal/Trst1+CTrst(VI)p（8）式中，N與積分電流I成典型對數(shù)關(guān)系，而理想轉(zhuǎn)換值與I成線性關(guān)系，故在強(qiáng)光照條件下，隨積分電流I增大，轉(zhuǎn)換值N線性度逐漸惡化。在同樣的應(yīng)用場景下，一個較小的積分電容有較高的轉(zhuǎn)換精度，與之同時會導(dǎo)致更多的“積分-復(fù)位”循環(huán)，因而常規(guī)PFM結(jié)構(gòu)需要在轉(zhuǎn)換精度和轉(zhuǎn)換線性度之間進(jìn)行設(shè)計折衷。圖2C

11、TIA輸入級PFM數(shù)字讀出電路的非理想復(fù)位Fig.2The non-ideal reset of pulse frequency modulation digital readout circuit with CTIA input stage2 電路設(shè)計與驗證短波紅外InGaAs探測器在常溫下的響應(yīng)波長可達(dá)1.7 m，通過調(diào)節(jié)銦的組分可以將截止波長擴(kuò)展到2.5 m。由于所探測的波段含有豐富的光譜特征信息，InGaAs探測器被廣泛應(yīng)用于近紅外光譜分析設(shè)備之中。以目前短波紅外光譜傳感物聯(lián)網(wǎng)中微型光譜儀常采用的2561線列光譜組件為例3-5，為了提高能量利用效率，256個50 m500 m長條形光敏

12、元呈“一字型”排列，響應(yīng)波段0.91.7 m，峰值探測率1.01012 cmHz1/2/W。根據(jù)探測器的R0A因子估算得出探測器零偏微分電阻約4 G，探測器電容約10 pF，光電流輸出約在nA到A量級。基于上述探測器條件，針對2561線列光譜組件開展了雙積分電容殘差時間計數(shù)型兩步式PFM數(shù)字讀出電路的設(shè)計和仿真驗證。2.1單元電路結(jié)構(gòu)設(shè)計基于第1節(jié)分析，可知當(dāng)脈沖計數(shù)值較小時，CTIA輸入級PFM結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換誤差主要由殘余電荷引起；隨著注入電流增大，遺失電荷成為導(dǎo)致轉(zhuǎn)換非線性的主要原因。針對CTIA輸入級設(shè)計了兩步式PFM數(shù)字讀出電路單元，對殘余電荷和遺失電荷引起的轉(zhuǎn)換誤差進(jìn)行改善，其結(jié)構(gòu)如圖1

13、（b）。針對殘余電荷引起的誤差，采用脈沖計數(shù)粗量化加時間計數(shù)精細(xì)量化校正的兩步式轉(zhuǎn)換方法予以改善。如圖3，在常規(guī)積分時間結(jié)束后，繼續(xù)積分過程直至產(chǎn)生一次額外脈沖，采用高速時鐘對INT信號下降沿和脈沖上升沿之間的時間計數(shù)，殘差時間計數(shù)值作為精細(xì)量化結(jié)果與脈沖計數(shù)值進(jìn)行融合得到最終數(shù)字碼值9Nout=Tc(N+1)Tc+n/f（9）式中，Tc為從粗略轉(zhuǎn)換時間，即INT高電平時間，N 為粗略轉(zhuǎn)換碼值，n 為精細(xì)轉(zhuǎn)換碼值，f 為時鐘頻率，Tc+n/f為總積分時間。圖3殘差時間計數(shù)型兩步式PFM數(shù)字讀出電路時序圖Fig.3The timing diagram of two-step residual-t

14、ime-counting pulse frequency modulation digital readout circuit為了改善遺失電荷導(dǎo)致的轉(zhuǎn)換非線性，最直接的措施就是減少復(fù)位次數(shù)。如圖1（b）所示，電路采用50 fF（Cmin）和1 pF（Cmin+Cmax）兩檔積分電容。在弱光模式下使用小積分電容提升轉(zhuǎn)換精度，在強(qiáng)光模式下使用大積分電容控制“積分-復(fù)位”次數(shù)，保證焦平面在強(qiáng)弱光環(huán)境下均有較好的線性度。與此同時，殘差時間計數(shù)型兩步式結(jié)構(gòu)可以保證在采用大積分電容情況下仍有較高的分辨率性能。2.2電路實現(xiàn)與仿真驗證2561線列光譜組件的封裝方案為兩條1281電路在光敏芯片上下布局，通過引

15、線互聯(lián)叉指讀出。電路采用0.18 m CMOS 1P6M模數(shù)混合工藝設(shè)計，其中模擬部分采用3.3 V電源電壓，數(shù)字部分采用1.8 V電源電壓。CTIA部分采用常規(guī)的套筒式共源共柵結(jié)構(gòu)運放，比較器是模擬部分的關(guān)鍵模塊，采用了經(jīng)典的自偏置互補(bǔ)差分比較器結(jié)構(gòu)，如圖4所示。采用多級反相器級聯(lián)進(jìn)行脈沖整形。單元電路的數(shù)字部分和整體ALU部分采用RTL級硬件描述性語言設(shè)計，經(jīng)過綜合、自動布局布線后完成與模擬部分的版圖集成。電路包括脈沖計數(shù)粗略轉(zhuǎn)換精度16 bit和殘差時間計數(shù)精細(xì)轉(zhuǎn)換精度最大16 bit，在VREF為2.5 V，Vcm為1.25 V情況下，采用50 fF和1 pF工作的理論滿阱容量可達(dá)25

16、.6 Ge-和512 Ge-。圖4自偏置差分比較器電路圖Fig.4The circuit diagram of complementary self-biased differential comparator針對短波紅外光譜組件應(yīng)用，在探測器零偏微分電阻4 G，探測器電容10 pF的條件下，使用傳輸門作為復(fù)位開關(guān)，對圖1（b）所示兩步式PFM數(shù)字讀出結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真。其中，比較器輸出脈沖經(jīng)多級反相器整形后控制傳輸門開啟，對積分電容兩極短路完成放電，仿真結(jié)果顯示脈沖寬度約1 ns。在INT高電平時間設(shè)置為3 ms，時鐘頻率1 MHz的情況下，結(jié)果如圖5、圖5（a）為理想情況下理論計算值與實際電路仿

17、真轉(zhuǎn)換碼值對比。相比理想狀態(tài)下的線性轉(zhuǎn)換結(jié)果，實際轉(zhuǎn)換值因為復(fù)位遺失電荷的影響呈現(xiàn)出非常典型的對數(shù)特性，與理論分析相符。圖5（b）重點關(guān)注小積分電流情況下粗略轉(zhuǎn)換和兩步式精細(xì)轉(zhuǎn)換融合后的結(jié)果對比，可以看到精細(xì)時間計數(shù)對于積分電容殘余電荷引起的轉(zhuǎn)換誤差有較為明顯的改善作用。針對常規(guī)PFM結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換精度和轉(zhuǎn)換線性度矛盾，采用兩檔積分電容予以改善，效果如圖5（c），在大積分電流時分別使用小積分電容和大積分電容，轉(zhuǎn)換值非線性度分別是0.62%和0.06%，線性度得到了顯著提升。根據(jù)室溫條件下1.7 m常規(guī)InGaAs探測器的典型暗電流密度，計算得到50 m500 m光譜組件的典型暗電流約為百pA量級，

18、采用所提出的兩步式脈沖頻率調(diào)制數(shù)字讀出電路，仿真結(jié)果表明，從ADC量化角度，可實現(xiàn)遠(yuǎn)大于100 dB的大動態(tài)范圍光電流轉(zhuǎn)換。同時，該數(shù)字讀出電路可以兼容小光敏元探測器應(yīng)用，通過提高精細(xì)時間計數(shù)的時鐘頻率，可以進(jìn)一步提高精細(xì)轉(zhuǎn)換的分辨率性能。圖5殘差時間計數(shù)型兩步式PFM數(shù)字讀出電路仿真結(jié)果Fig.5The simulation results of two-step residual-time-counting pulse frequency modulation digital readout circuit所設(shè)計的殘差時間計數(shù)型PFM數(shù)字讀出單元的電路版圖如圖6，尺寸約為90 m200 m。形成的兩個1281陣列單元中心距100 m，尺寸約為15 mm2.7 mm，2561光譜組件峰值功耗小于20 mW。通過對各模塊分別進(jìn)行功耗分析，發(fā)現(xiàn)