李山山-開關電源1

PAGE47第一章開關電源概論第一節(jié)開關電源簡介20世紀70年代中期以來，無工頻變壓器開關電源技術風靡于歐、美、日等世界各國。最初的開關電源功率變換器的開關頻率為20Hz。隨著電力電子技術的發(fā)展，開關電源利用半導體開關型電力電子器件（諸如GTR、GTO、功率MOSFET以及IGBT等等）組成的電力變換電路，推出了一系列的開關電源變換形式，從脈寬調制技術到諧振技術，近幾年來又出現(xiàn)了相移脈寬調制零電壓諧振轉換技術，這種PWM控制技術加上零電壓、零電流轉換的軟開關技術是當今電源技術發(fā)展的新潮流。主要應用中，高工作頻率的功率器件功率MOSFET和IGBT等，使電源的工作頻率可達到100－500kHz，乃至MHz量級，同時也提高了開關電源的效率、降低了電磁干擾（EMI）。開關電源是調整元件工作在開關狀態(tài)的一類電源。由于它們具有體積小、重量輕和效率高等優(yōu)點，因而發(fā)展非常迅速，應用范圍日益擴大。按照輸出是否與由調整元件（開關元件）等構成的其他部分隔離，這種電源可分為非隔離型和隔離型兩種類型；按照開關元件的激勵方式，可分為自激式和他激式類型；按照調整輸出電壓的方式，可分為脈寬－調制（PWM）式、頻率調制式和脈寬－頻率混合調制式三種類型；按照電源的輸入，可分為AC/DC和DC/DC兩種類型；按照開關元件的連接開工，可分為串聯(lián)型和并聯(lián)型兩種類型。開關電源還可按其他方式分類，這兒不再一一列舉。第二節(jié)開關電源原理圖1-1是說明開關電源的框圖和波形圖。圖1-1（a）由開關元件、控制電路和濾波電路三部分組成。開關串聯(lián)在電源的輸入和負載之間，構成串聯(lián)型的電源電路。實際的開關元件常常是功率開關晶體管或功率MOS場效應管。它在控制電路的控制之下，或者飽和導通，或者截止。開關接通時，UD＝Uin，輸入電壓Uin通過濾波器加在負載電阻上。開關截止時，UD等于零。開關交替通斷，則在濾波器的輸入端產(chǎn)生矩形脈沖波。此矩形脈沖再經(jīng)濾波電路濾波，即可在負載兩端產(chǎn)生平滑的直流電壓UO。很明顯，直流電壓UO的大小與一個周期中開關管接通的時間ton成正比。ton越長，UO越大。因為開關管截止時，從扼流圈流過的電流不能立刻降到零，故增設了一只續(xù)流二極管，為此電流提供一條返回通路。圖1-1 （a）開關電源框圖(b)開關電源波形圖開關電源的基本結構如圖1-2所示，整個電路可分為主電路和控制電路兩部分，主電路由交流輸入EMI防電磁干擾電源濾波器、二極管整流與電容濾波、DC/DC功率變換器三個環(huán)節(jié)組成，控制電路的作用是保證主電路正常工作，同時也起到對主電路的保護作用。圖1-2DC/DC變換器是開關電源中最主要的電子功率變換環(huán)節(jié)，它有兩種基本類型即脈寬調制型和諧振型。脈寬調制型用控制脈沖占空比，間斷工作來產(chǎn)生所需的脈沖電壓和電流。諧振型有零電流諧振式和零電壓諧振式。它們以正弦形式處理開關管，使開關管在零電流下?lián)Q流或在零電壓下?lián)Q向，降低了開關的轉換損耗，提高了電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性。第三節(jié)開關電源的發(fā)展趨勢在功率電子技術的應用及基本電源系統(tǒng)中，開關電源技術均處于核心地位。傳統(tǒng)的相控型電源非常龐大而笨重，例如逆變焊機、通訊電源、高頻加熱電源、激光器電源、電力操作電源。如果采用高頻開關電源技術，其體積和重量都會大幅度下降，而且可較大地提高電能利用率、節(jié)省材料、降低成本。在電動汽車和交流傳動中，更是離不開開關電源技術，通過開關電源改變用電頻率，從而達到近乎理想的負載匹配和驅動控制?，F(xiàn)在，開關電源技術方興未艾，而近年來又被大的市場需求所推動，必將帶來開關電源技術的大發(fā)展。這幾年，隨著通信行業(yè)的發(fā)展，以開關電源技術為核心的通信電源，國內將有較大的市場需求。開關電源代替線性電源和相控電源是大勢所趨，因此同樣具有幾十億產(chǎn)值需求的電力操作電源系統(tǒng)的國內市場正在起動，并將很快發(fā)展起來。還有其他許多以開關電源技術為核心的專用電源、工業(yè)電源，也將得到迅速發(fā)展。1955年美國羅耶（GH.Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（JenSen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關電源。

目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產(chǎn)生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態(tài)等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生。這種開關方式稱為諧振式開關。目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數(shù)兆Hz的變換器的實用化研究。

第二章200W輸出可調型開關電源的總體設計第一節(jié)5～20V開關電源的介紹2.1.15～20V開關電源概述在科研、生產(chǎn)、實驗等應用場合，經(jīng)常要用到電壓在5～15V，電流在5～40A的電源。而一般實驗用的電源最大電流只有5A、10A。因此，設計一個電壓5～20V連續(xù)可調，輸出電流最大40A的開關電源是非常實用的。本次設計的電源采用了半橋式功率變換器，所選用開關器件為功率MOS管，開關工作頻率為50kHz，具有重量輕、體積小、成本低等特點。2.1）交流輸入電壓AC220V±20%；2）直流輸出電壓5～20V可調；3）輸出電流0～40A；4）輸出電壓調整率≤1%；5）紋波電壓Up-p≤50mV；2.該電源的原理框圖如圖2-1所示GNDNL控制電路電路輸出整流濾波整流濾波電路EMI濾波電路GNDNL控制電路電路輸出整流濾波整流濾波電路EMI濾波電路反饋電路反饋電路圖2-1整體電源的工作框圖220V交流電壓經(jīng)過EMI濾波及整流濾波后，得到約300V的直流電壓加到半橋式變換器上，用脈寬調制電路產(chǎn)生的雙列脈沖信號去驅動功率MOS管，通過功率變壓器的耦合和隔離作用在次級得到準方波電壓，經(jīng)整流濾波反饋控制后可得到穩(wěn)定的直流輸出電壓。第二節(jié)．開關電源的設計指標電子產(chǎn)品，特別是穩(wěn)壓電源的設計是一個系統(tǒng)工程，不但要考慮電源本身參數(shù)設計，還要考慮電氣設計、電磁兼容設計、熱設計、安全性設計、三防設計等面。因為任何方面那怕是最微小的疏忽，都可能導致整個電源的崩潰，所以我們應充分認識到電源產(chǎn)品可靠性設計的重要性。2.2.輸入技術指標作為開關電源的輸入技術指標有輸入電源相數(shù)、額定輸入電壓及電壓的變化范圍、頻率輸入電流等。輸入電源一般為單相2線制和3相3線制，還有單相3線制及3相4線制等。電源的額定電壓因各國或地區(qū)不同而異，例如，美國規(guī)定的交流輸入電源電壓為120V，歐洲220～240V，日本為100V及200V，我國為220V及380V。，輸入電壓的變化范圍一般為±10%，加上配線路徑及各國的具體情況，輸入電壓的變化范圍多為－15%～＋10%。開關電源的輸入幾乎都是用電容進行平波的電容輸入方式，因此，有高次諧波失真帶來的電壓尖峰的問題，但通常在正弦波的情況下保證上述給定的指標。3相輸入時雖有相電壓的不平衡，但規(guī)定在輸入電壓的變化范圍之內。工頻頻率為50Hz或60Hz，在頻率變化范圍不影響開關電源的特性時多半為48～63Hz。還有船舶用的特殊電源頻率為400Hz，但因輸入電容濾波器的電容電流及輸入整流二極管的損耗增加等，降低了效率，若考慮要滿足EMI的規(guī)定，可以采取措施減小此影響。開關電源最大輸入電流是表示輸入電壓為下限值時，輸出電壓及電流為上限值時的輸入電流。額定輸入電流是在輸入電壓及輸出電壓、電流為額定時的電流。開關電源的輸入平波方式是電容輸入方式，有較大的峰值電流，要有考慮電流的波峰系數(shù)（最大值/有效值之比，通常為3.5）以及功率因數(shù)的規(guī)定。輸入電壓瞬時跌落或瞬時斷電時，在額定輸出電壓與電流條件下規(guī)定的輸入電壓是額定輸入電壓。瞬時斷電有10ms與20ms，若實用時按規(guī)定瞬時斷電，多數(shù)情況下不會有問題。在輸入的下限，輸出保持時間變得很短，但100%輸出時，在較低額定輸入條件下，實用上問題也不大。電源輸入線纜要短，濾波器盡量靠近輸入端口，避免濾波器輸入輸出發(fā)生耦合，而失去濾波作用。接地盡量簡短可靠，減小高頻阻抗，使干擾有效旁路。在規(guī)定的時間間隔對輸入電壓進行通斷時，輸入電流達到穩(wěn)定狀態(tài)之前流經(jīng)的最大瞬時電流為沖擊電流。對于開關電源是輸入電源接通時與其后輸出電壓上升時流經(jīng)的電流，這是由于輸入開關的承受能力所限制，峰值電流，由于每隔幾十秒通斷時防止功能不能動作，因此，也要規(guī)定通斷的重復時間。漏電流是流經(jīng)輸入側地線的電流，從安全考慮一般規(guī)定為0.5～1mA。效率是指輸入輸出為額定值時，其輸出功率與輸入有效功率之比值。效率隨輸出電壓、電流與輸出路數(shù)及開關方式不同而異，多為70%～80%。并隨輸入與輸出的條件而變化，因此，要注意電子設備的散熱條件等。二、輸出技術指標輸出端的直流電壓的值稱為額定輸出電壓，對于其公稱電壓規(guī)定有精度與紋波系數(shù)等。額定輸出電流是指輸出端供給負載的最大平均電流。根據(jù)電子設備的不同，多路輸出電源中某路輸出電流增大，另路輸出電流就得減小，保持總的輸出電流不變。市售的開關電源產(chǎn)品為其使用通用性，多是在初級側允許功率范圍以內，增大次級側各路輸出功率。穩(wěn)壓精度也稱為輸出電壓精度或電壓調整率，輸出電壓變動有多種原因。例如：（a）靜態(tài)輸入電壓的變動，這是指在其他指標為額定情況時，在規(guī)定的范圍內輸入電壓緩慢變動時輸出電壓的變動。（b）靜態(tài)負載的變動，這是指其他指標為額定條件下，輸出電流在規(guī)定的范圍內緩慢變動時的輸出電壓的變動。在規(guī)定負載變動范圍，由于多路輸出的條件有非穩(wěn)定輸出的情況，包括規(guī)定最低負載電流。最低負載電流以下的規(guī)定精度一般是指保護功能不動作的范圍內的情況。另外，對于多路輸出的電源，電路方式的不同也會以其他輸出負載變動的影響。（c）環(huán)境溫度的變動，這是指在規(guī)定的溫度范圍內，其他指標為額定值時輸出電壓的變動。（d）初始特性的變動，這是指輸入輸出為額定時，接入輸入電源之后到規(guī)定時間旱輸出電壓的變動，多為接入輸入電源后30分鐘時的值。（e）經(jīng)時特性的變動，這是指輸入輸出為額定時，接入輸入電源后的規(guī)定時間到下一次規(guī)定時間時輸出電壓的變動，也稱為長時間特性的變動，一般多為接入電源后30分鐘到8小時的值。（f）動態(tài)輸入電壓的變動，這是以規(guī)定的變化幅度輸入電壓急劇變化時輸出電壓的變動，一般是把輸入電壓的上限與額定輸入電壓以及額定輸入電壓與輸入電壓的下限作為變動幅度。（g）動態(tài)負載的變動，這是指規(guī)定的變化幅度，輸出電流急劇變化時輸出電壓的變動，后述的脈沖負載的規(guī)定等情況除外。輸出電壓可調范圍是指在保證電壓穩(wěn)定精度下，由外部可能調整的輸出電壓范圍，一般為±5%或±10%。條件是輸入電壓的下限時輸出電壓的最大值，以及輸入電壓的上限時輸出電壓的最小值。若由電子設備的結構決定負載電流時，輸出電流的變動范圍則是電流變動較小的負載、感性負載等沖擊電流較大的脈沖式負載的電流變動范圍。紋波是與輸出端呈現(xiàn)的輸入頻率及開關變換頻率同步的分量，有峰－峰值表示，一般為輸出電壓的0.5%以內。噪聲是輸出端呈現(xiàn)的除紋波以外頻率的分量，也用峰－峰值表示，一般為輸出電壓的1%，也包括與紋波沿用明確區(qū)分的部分，規(guī)定是紋波與噪聲總合值，多數(shù)場合是規(guī)定皮噪聲總合的情況，為輸出電壓的2%以內。三、電路拓撲的選擇及控制策略的選擇開關電源一般采用單端正激式、單端反激式、雙管正激式、雙單端正激式、雙正激式、推挽式、半橋、全橋等八種拓撲。單端正激式、單端反激式、雙單端正激式、推挽式的開關管的承壓在兩倍輸入電壓以上，如果按60％降額使用，則使開關管不易選型。在推挽和全橋拓撲中可能出現(xiàn)單向偏磁飽和，使開關管損壞，而半橋電路因為具有自動抗不平衡能力，所以就不會出現(xiàn)這個問題。雙管正激式和半橋電路開關管的承壓僅為電源的最大輸入電壓，即使按60％降額使用，選用開關管也比較容易。在高可靠性工程上一般選用這兩類電路拓撲。在中小功率的電源中，電流型PWM控制是大量采用的方法，它較電壓控制型有如下優(yōu)點：逐周期電流限制，比電壓型控制更快，不會因過流而使開關管損壞，大大減小過載與短路的保護；優(yōu)良的電網(wǎng)電壓調整率；迅捷的瞬態(tài)響應；環(huán)路穩(wěn)定，易補償；紋波比電壓控制型小得多。生產(chǎn)實踐表明電流控制型的50W開關電源的輸出紋波在25mV左右，遠優(yōu)于電壓控制型。四、附屬功能（a）過電流保護輸出短路或過負載時對電源或負載要進行保護，即為過電流保護。保護特性有額定電流下垂特性，即フ字型特性、恒流特性、恒功率特性，多數(shù)為下垂特性。過電流的設定值一般為額定電流的110%～130%。但在不損壞電源與負載的范圍內，特別不規(guī)定短路保護時，電流值的情況也很多。一般為自動恢復型。（b）過電壓保護過電壓保護就是輸出端出現(xiàn)過大電壓時對負載進行保護的功能，過電壓保護值一般規(guī)定為額定輸出電壓的130%～150%。對于輸出電壓可調范圍比較大的電源，過電壓保護值規(guī)定為電壓上限時不會發(fā)生誤動作即可。發(fā)生過電壓時使開關電源停振，斷開輸出。恢復的方法一般是再接通輸入電源或加復位信號使開關電源恢復正常工作狀態(tài)。（c）欠壓保護在輸出電壓達到規(guī)定值以下時，檢測輸出電壓下降值，為保護負載以及防止負載誤動作，使電源停止工作，并送出報警信號。（d）過熱保護電源內部異?；蚴褂梅椒ú划?，電源溫升超過規(guī)定值以上時，電源停止工作，并送出報警信號。強制風冷情況下，當冷卻功能異常時，多數(shù)情況規(guī)定使用部件最高溫度以內使電源動作。（e）遠程通/斷控制規(guī)定由外部信號通/斷電源的輸出所采用的裝置，例如，采用TTL等半導體器件或繼電器與開關等開環(huán)通/斷控制。還必要規(guī)定采用繼電器與開關時的機械振蕩持續(xù)時間。（f）順序不僅要規(guī)定輸出電壓的上升與下降時間，還要規(guī)定電源準備就緒的各種信號。（g）遠程檢測用輸出端到電壓檢測點的輸出引線對電壓降進行補償對于大電流與高精度輸出的電源這種功能不太適用。該功能的補償電壓降一般為額定電壓的5%，在輸出電壓的可調范圍內。時要根據(jù)負載條件而定，以免引起振蕩等故障。（h）接口規(guī)定輸入、輸出以及信號等用端子，除端子開關、配列形式與接插件的名稱以外，還要標記端子的編號。這時輸入部與輸出部及信號端子要很好分離開。有接任件時要標記對方的編號，以免弄錯。（i）絕緣用500V搖表測得輸入端與框體間以及輸入輸出端子間絕緣電阻一般要為50MΩ以上，用100V搖表測得輸出與框體間絕緣電阻一般要為10MΩ以上。絕緣耐壓根據(jù)輸入電壓的不同而異，但除各種安全規(guī)格規(guī)定以外，輸入在子間以及輸入與框體間每分鐘為交流1000V、1250V或1500V，輸出與框體間一般沒有其他特殊的規(guī)定。輸出端子間必要時要規(guī)定特殊的絕緣。2.2.2其他技術指標一、機械結構機械結構規(guī)定的項目有：機箱的開關，外形尺寸與公差，裝配位置，裝配孔及螺釘?shù)拈L度等，框體的材料及表面處理，冷卻條件，如強制風冷還是自冷、通風方向與風量及開口尺寸，機外溫升，接口位置及顯示，操作部件的位置及文字顯示的位置、重量等。二、環(huán)境條件規(guī)定的使用溫度范圍隨使用場所不同而異，一般為－5℃～50℃，保存溫度一般為－25℃～75℃。在溫度急劇變化的場所使用時，有必要規(guī)定溫度斜率，一般為規(guī)定的使用溫度范圍一般為20%～85%，保存溫度范圍一般為18%～90%，結露時必須有相應指示。一般規(guī)定常溫與常濕的環(huán)境為15℃～35℃及25%～對于耐振動的規(guī)定，多是在振動頻率為10～55Hz時，工作時耐振動力為0.5～1.0G，不工作時為2.5～4G。耐沖擊的規(guī)定隨電源產(chǎn)品不同而異，為10～100G總之，電源設備可靠性的高低，不僅與電氣設計，而且同元器件、結構、裝配、工藝、加工質量等方面有關?？煽啃允且栽O計為基礎，在實際工程應用上，還應通過各種試驗取得反饋數(shù)據(jù)來完善設計，進一步提高電源的可靠性。第三節(jié)主電路的設計2.3.1EMI一、濾波電路隨著電力電子技術的發(fā)展，高頻開關器件在電力電子器件中的應用日趨廣泛。這些電力電子裝置工作時，電力電子器件的電壓和電流波形都是以極短的時間上升和下降。這些具有陡變沿的脈沖信號隨即會產(chǎn)生很強的電磁干擾，可以說高頻變換器本身就是一個很強的寬帶電磁波發(fā)射源，也即很強的電磁干擾源。功率越大，這種電磁發(fā)射能力越強。雖然開關電源技術的不斷發(fā)展和日趨成熟，各個應用領域對開關電源的需求也不斷增長，但是，開關電源存在嚴重的電磁干擾（EMI）問題。它不僅對電網(wǎng)造成污染，直接影響到其它用電電器的正常工作，而且作為輻射干擾闖入空間，對空間也造成電磁污染。于是便產(chǎn)生了開關電源的電磁兼容（EMC）問題。電磁兼容是指設備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對該環(huán)境中任何事物構成不能承受的電磁騷擾的能力。電磁干擾即為電磁信號。當這些不希望有的信號出現(xiàn)在敏感設備上并影響其性能時，稱這些信號為電磁干擾（ElectromagneticInterference）。開關電源的電磁干擾可分為傳導干擾和輻射干擾兩大類。傳導干擾通過交流電源傳播，頻率低于30MHz。輻射干擾通過空氣傳播，頻率在30MHz以上。圖2-2 EMI濾波及整流濾波電路電子設備的電源線是電磁干擾（EMI）出入電子設備的一個重要途徑，電容濾波整流器功率因數(shù)低，整流二極管導通時間較短，濾波電容充電電流瞬時值的峰值大，整流后的電流波形為脈動狀，產(chǎn)生高的諧波電流。若在設備電源線入口處安裝一個電網(wǎng)濾波器，則可以有效地切斷這條電磁傳播途徑，本電源濾波器由帶有IEC插頭電網(wǎng)濾波器和PCB電源濾波器組成。IEC插頭電網(wǎng)濾波器主要是阻止來自電網(wǎng)的干擾進入電源機箱。PCB電源濾波器主要是抑制功率開關轉換時產(chǎn)生的高頻噪聲。二、整流電路整流電路是利用二極管的單向導電性，將交流電壓變換成單向脈動電壓。（一）、橋式整流電路圖2-3單相橋式整流電路圖2-3是單相橋式整流電路，它由整流元件二極管D組成。由于4只整流二極管D1－D4接成橋形，故有橋式整流電路之稱。設整流變壓器副邊電壓為：當u2在正半周時，a點電位高于b點電位，二極管D1，D3受正向電壓而導通，D2，D4受反向電壓而截止。電流i1的通路是a→D1→RL→D3→b→a，如圖中實線箭頭所示，這時負載電阻RL上得到一個半波電壓U01。當u2在負半周時，b點電位高于a點電位，二極管D2，D4導通，D1，D3截止。電流i2的通路是b→D2→RL→D4→a→b，同樣，在負載RL上得到一個半波電壓u02。可見，變壓器副邊交流電壓的極性雖然在不停地變化，但流經(jīng)負載電阻RL的電流方向卻始終不變，RL上得到一個全波電壓u0。（二）、整流電壓、整流電流平均值的計算整流電路負載上得到的是方向不變而大小隨時間變化的單向脈動電壓，通常用一個周期的平均值來衡量它的大小。如圖2－4所示，使矩形面積等于半個正弦波與樞軸所烏黑的面積，則矩形的高度就是這個半波的平均值U0，又稱為恒定量或直流分量。圖2-4 半波電壓Uo的平均值平均值的數(shù)學表達式為單向橋式整流電壓的平均值為負載上的直流電流平均值為（三）、整流二極管的選擇整流二極管使用肖特基二極管，其陽極套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1.3×3.5），直流輸出線纜用鐵氧體磁環(huán)繞（φ13.5×φ7.5×7）2.5圈且靠近出口處。整改后輻射干擾最大處下降了約10dB，但40MHz和100MHz處余量較小，準峰值測試僅有5dB裕量?？紤]到認證過程繁瑣，周期長，而且各個認證檢測服務中心之間允許有2～3dB的誤差，產(chǎn)品的預測應在6dB以上的裕量為合適。二極管主要根據(jù)流過管子的正向平均電流和所承受的最高反向電壓來選擇。在橋式整流電路中，二極管D1，D3，和D2，D4是輪流導通的，所以流經(jīng)每個二極管的平均電流為負載電流的一半。二極管在截止時管子兩端承受的最大反向電壓如圖所示，其大小均為電源電壓u2的最大值。如當D1和D3導通時，截止管D2和D4的陰極電位為a點電位，陽極電位為b點電位，所以D2，D4所承受的最高反向電壓UDRM為√2U2，即選擇二極管時，其最大整流電流要大于ID，其最高反向工作電壓應大于UDRM。橋式整流電路的優(yōu)點是輸出電壓脈動較小，管子承受的反向電壓較低，變壓器的利用諧調。因此，這種電路被廣泛用于小功率整流電源。電路的缺點是二極管用得較多。2.3.一、開關電源的拓撲簡介開關電源常用的基本拓撲約有14種。每種拓撲都有其自身的特點和適用場合。一些拓撲適用于離線式（電網(wǎng)供電的）AC/DC變換器。其中有些適合小功率輸出（〈200W），有些適合大功率輸出；有些適合高壓輸入（≥220VAC），有些適合120VAC或者更低輸入的場合；有些在高壓直流輸出（>200V）或者多組（4～5組以上）輸出場合有較大的優(yōu)勢；有些在相同輸出功率下使用器件較少或是在器件數(shù)與可靠性之間有較好的折中。較小的輸入/輸出紋波和噪聲也是選擇拓撲經(jīng)?？紤]的因素。一些拓撲更適用于DC/DC變換器。選擇時還要看是大功率還是小功率，高壓輸出還是低壓輸出，以及是否要求器件盡量少等。另外，有些拓撲自身有缺陷，需要附加復雜且難以定量分析的電路才能工作。將一個固定的直流電壓換成可變的直流電壓稱之為DC-DC電壓變換，實現(xiàn)這種變換的電路稱為DC-DC電壓變換器。DC-DC電壓變換有四種基本電路Buck降壓電路，Boost升壓電路，Buck-Boost降升壓電路以及Boost-Buck升、降壓電路或Cuck電路。其中Buck電路和Boost電路是最基本的DC-DC電壓變換電路。在傳統(tǒng)的DC-DC電壓變換器中，開關器件開關頻率的利用率很低，且存在各種電氣、電磁干擾。若是將幾個相同結構的基本變換器組合，可以構成多重、多相復合型直流-直流變換器。這樣既可以顯著改善變換器輸入輸出特性，或者減少變換器對LC濾波器重量體積的要求，同時也能擴大它的輸出容量。若在其中再插入隔離變壓器，不僅可以進行電源和負載之間的電氣隔離，提高了工作安全可靠性，還能使電壓的變換比更加靈活，此外還可以同時獲得幾個不同數(shù)值的輸出電壓。選擇電路拓撲時最需要考慮的是高網(wǎng)壓時使功率開關管承受的關斷電壓應力最?。欢敵鲎畲蠊β蕰r流過開關管的峰值電流最小。其他還要考慮的還有減少元件數(shù)量、電源成本和裝置體積及射頻干擾等問題。二、半橋式功率變換器本次設計中采用半橋式功率變換器，半橋式功率變換器就是一種帶隔離變壓器的中間具有交流環(huán)節(jié)（直流-交流逆變后再經(jīng)交流-直流整流變換）的變換器。（一）、功率變換器的特點它的特點是先用高頻逆變器將直流變?yōu)槿鐖D2-5(a)所示的脈寬可控的高頻方波交流，再用二極管不控整流（過隔離變壓器后）將高頻方波交流變?yōu)槿鐖D2-5(b)所示的PWM直流方波v0，最后經(jīng)LC濾波器濾除高頻分量而獲得紋波很小的平穩(wěn)直流電壓。電源雖然經(jīng)過了兩級功率變換，但是逆變環(huán)節(jié)主電路結構不復雜，控制電路也簡單，第二級交流-直流變換是不控整流，更簡單。中間交流環(huán)節(jié)的變壓器是高頻變壓器，其重量，體積都不大；電路中的LC濾波器也較小；此外，主電路的高頻開關采用軟開關技術減少了開關損耗。因此，雖有兩級變換，但總體技術、經(jīng)濟指標仍然較高，在開關電源電路中采用它仍是最佳方案。vABQ4Q40Q5Q5t（a）v00t(ωt)DTs（b）圖2-5橋式電路波形圖（二）、半橋式功率變換器的特點半橋拓撲開關管的穩(wěn)態(tài)關斷電壓等于直流輸入電壓，這種橋式拓撲廣泛應用于直接電網(wǎng)的離線式變換器。橋式拓撲的另外一個優(yōu)點是，能將變壓器初級側的漏感尖峰電壓嵌位于直流母線電壓，并將漏感儲存的能量歸還到輸入母線，而不是消耗于電阻元件。（三）、工作原理如圖2-30所示，其工作頻率50kHz，在初級一側的主要部分是Q4和Q5功率管及C34和C35電容器。Q4和Q5交替導通、截止，在高頻變壓器初級繞組N1兩端產(chǎn)生一幅值U1/2的正負方波交流電壓。圖中數(shù)值相等的直流電容、將直流電源一分為二。選擇C34＝C35且數(shù)值足夠大，可使變換器工作時，vC34≈vC35＝VD/2。兩個全控型開關器件Q4、Q5以相同的占空比D交替地被驅動導通和阻斷。圖2-5（a）示出在t＝0開始的第一個半周期TS/2期間，在Q4導通的Ton＝DTS期間，C34的電壓加在變壓器一次繞組上，vAB＝U1/2。第二個TS/2期間，在Q5導通的Ton＝DTS期間，C35的電壓加在一次繞組上，vAB＝－vAB＝－U1/2。因此，圖2-34所示中C34、C35、Q4、Q5構成一個半橋逆變器，將直流電壓變?yōu)榉讲ń涣麟妷海瑥腁、B兩點輸出給變壓器一次繞組。變壓器的中間抽頭使兩個二次繞組匝數(shù)相等。二極管組成不控全波整流，所以輸出電壓是周期為TS/2，脈寬為DTS，幅值為K×U1/2的周期性直流PWM脈寬，再經(jīng)L、C濾波后就得到了最終所需的直流電壓。能量通過變壓器傳遞到輸出端，Q4和Q5采用IRFP400功率MOS管。（四）、輸出濾波器的設計一）、輸出電感的設計因為主輸出和從輸出的輸出電感都不允許進入不連續(xù)工作模式。不連續(xù)的模式是從電感階梯斜坡電流的階梯下降至零開始的這種情況會在直流電流下降至斜坡幅值dI的一半時發(fā)生。于是而，則有選取，使及相應最小時為，于是或者=1.25及和如果最小電流規(guī)定電流的（通常情況），則以上、和T的單位分別為亨利、伏特和秒；為最小輸出電流，為額定輸出電流，單位均為安培。二）、輸出電容的設計輸出電容的選擇應滿足最大輸出紋波電壓的要求。輸出紋波幾乎完全由濾波電容的ESR（等效串聯(lián)電阻輸出紋波）的大小決定，而不是由電容本身的大小決定，紋波電壓峰峰值為式中，是所選的電感電流紋波的峰峰值。另外，對于鋁電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內，其的乘積基本不變。鋁電解電容的范圍是～。因此可選為=式中，的單位為法拉，的單位為安培，的單位為伏特。（五）、功率MOS管的介紹電力電子器件是電力電子技術的核心，是電力電子技術的物質基礎和關鍵。電力電子器件根據(jù)其開關特性的不同可分為兩大類型：半控型器件和全控型器件。通過門極信號只能控制其導通而不能控制其關斷的這些器件稱為半控型器件,如普通晶閘管、雙向晶閘管等；通過門極信號既能控制其導通又能控制其關斷的器件稱為全控型器件，如GTR、GTO、功率MOSFET及IGBT等。根據(jù)其控制極（包括門極，柵極或基極）信號的性質不同，電力電子器件還可分成：電流控制型和電壓控制型兩種類型。電流控制型器件一般通過從控制極注入或抽出控制電流的方式來實現(xiàn)對導通或關斷的控制，如晶閘管、GTR、GTO等；電壓控制型器件是指利用場控原理（電場效應控制原理）控制的電力電子器件，其導通或關斷是由控制極上的電壓信號控制的，控制極電流極小，如功率MOSFET、IGBT等。GTO和GTR是雙極型電流驅動器件，由于具有電導調制效應，所以其通流能力很強，但開關速度較低，所需驅動功率大，驅動電路復雜。電力MOSFET（即功率MOS管）是多子導電的單極型電壓控制器件，它具有開關速度快，高頻特性好，輸入阻抗高，驅動功率小，熱穩(wěn)定性優(yōu)良，無二次擊穿，安全工作區(qū)寬和跨導線性度高等顯著特點，在各類中小功率開關中，得到極為廣泛應用。一）、功率MOS管基本結構和工作原理功率MOS管全稱為功率場效應晶體管（Power-MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor）。有三個電極：柵極（控制極）G（Gate）、漏極D（Drain）和極S（Source），由柵極控制漏、源極間的等效電阻，使場效應管處于截止或導通狀態(tài)。功率MOS管有N溝道和P溝道兩種類型。其形符號如圖2-4所示，本電路所用的是N溝道增強型，圖中箭頭表示管子內部載流子的移動方向。如圖2-7所示，漏-源極間電壓為零、柵-源極之間電壓也為零，G-S之間和D-S之間都是絕緣的。當漏極與源極之間有外加電壓VDC時，如果VGS≤0，漏-源極之間也不可能導電。只有當柵-源極之間的外加正向電壓VGS≥0時，兩個條件同時具備才會形成漏極電流ID，開始出現(xiàn)導電溝道的柵-源電壓VGS（th）稱為開啟電壓，一般約為2～4V。所加的柵-源電壓VGS越大，漏極電流ID越大。圖2-6MOS管的基本類型 圖2-7MOS管的外部電路基本接法由于功率MOS管只有一種載流子導電，故稱為單極型器件。這種器件不存在像雙極型器件那樣的兩種載流子的復合問題，所以它的開關速度快，安全工作區(qū)寬并且不存在二次擊穿問題。因為它是電壓控制型器件，所以使用極為方便。此外，功率MOS管的通態(tài)電阻具有正溫度系數(shù)，漏極電流具有負溫度系數(shù)（即溫度升高時等效電阻加大，電流減小，），因此，結溫升高后，不易產(chǎn)生內部局部熱點，這一特點還能使多個器件并聯(lián)工作時能自動調節(jié)均分負載電流。二）、功率MOS管的主要特性1）靜態(tài)特性靜態(tài)特性主要指功率MOS管的輸出特性和轉移。（a）輸出特性輸出特性也稱為漏源特性，它是以柵源電壓VGS為參變量，反映漏極電流ID與漏源電壓VDS間關系的曲線族。如圖2-8所示，輸出特性可分為三個區(qū)域：可調電阻區(qū)Ⅰ，恒流區(qū)Ⅱ和雪崩區(qū)Ⅲ。當功率MOS管作為開關器件使用時，工作在可調電阻區(qū)，此時，當VGS一定時，漏極電流ID與源極電壓VDS幾乎呈線性關系；當功率MOS管用于線性放大時，工作于恒流區(qū)，此時當VGS一定時，漏極電流ID近似為常數(shù)，不再受漏源電壓VDS變化的影響；功率MOS管使用時，就避免工作在雪崩區(qū)，否則會導致漏極PN結發(fā)生雪崩擊穿，漏極電流突然增加，會使器件損壞。值得注意的是功率MOS在漏源極之間存在一個寄生的反并聯(lián)二極管，所以在電力電子變換電路中當需要開關正向可控導電、反向自然導電時，有時不必再在外部反并聯(lián)一個二極管。但由于這樣使功率MOS管沒有反向阻斷能力，如果電路反向電流很大時，通常還是在外部并一個較大容量的快速二極管較好。（b）轉移特性轉移特性是指在輸出特性的飽和區(qū)內，在一定的漏極與源極電壓VDS作用下，功率MOS管柵源電壓VGS與漏極電流ID之間的關系。如圖2-9所示，該特性表征功率MOS管柵源電壓VGS對漏極電流ID的控制能力。圖中VGS（th）為開啟電壓又稱閾值電壓。當柵源電壓小于此值時，功率MOS管即不會導通。圖中特性曲線的斜率ΔID/ΔVGS即表示功率MOS的放大能力。因為它是電壓控制器件，所以用跨導參數(shù)gm來表示，它的作用相當于功率晶體管GTR中的電流增益β。圖2-8功率MOS管的輸出特性圖2-9功率MOS管的轉移特性2）動態(tài)特性功率MOS管是一個近似理想的開關，它的動態(tài)特性即是它的開關特性，主要表現(xiàn)為開通時間與關斷時間。開通時間分為延時時間和上升時間，延遲時間就是由輸入信號把柵極電壓由開啟電壓經(jīng)線性區(qū)充電到產(chǎn)生所定漏極電流所必要的電壓(5～8V)的時間。關斷時間分為存儲時間和下降時間，存儲時間就是柵極電壓由過激勵電壓（10V）放電到有效區(qū)電壓(5～8V)所需要的時間。下降時間就是柵極電壓從有效區(qū)放到開啟電壓所需要時間。三）、功率MOS管的主要參數(shù)1）漏極電流ID漏極電流ID表征功率MOS管的電流容量，其測試條件為：在VGS＝10V，VGS為某個適當值時的漏極電流。實際應用中漏極電流受結溫和工作狀態(tài)的限制，隨結溫的升高，實際允許的漏極電流ID比Tj＝25℃2）漏源擊穿電壓V（BR）DS漏源擊穿電壓V（BR）DS表征功率MOS管的耐壓。由于功率MOS管的特殊結構，當結溫升高時，V（BR）DS隨之增加，耐壓性能提高，這一點與雙極型器件功率晶體管（GTR）、晶閘管等隨結溫升高而耐壓降低的特性正好相反。3）柵源擊穿電壓V（BR）GS柵源擊穿電壓V（BR）GS表征功率MOS管柵源極間能承受的最高正、反向電壓，其值一般為±20V。4）最大功率PDM功率MOS管的最大功率為PDM=(TjM-TC)/（RTjC）式中TjM—額定結溫（TjM＝150℃TC—結殼溫度；RTjC—結到殼間的穩(wěn)態(tài)電阻。由上式可知，隨結殼溫度的升高最大功率PDM將減小，所以，使用中器件的散熱技術是非常重要的。5）通態(tài)電阻Ron通態(tài)電阻Ron是指在確定的柵壓VGS下，功率MOS管處于恒流區(qū)時的直流電阻，它與輸出特性密切相關，是影響最大輸出功率的重要參數(shù)，同時通態(tài)電阻Ron與VGS有關，隨VGS的增加Ron減小，但VGS受V（BR）GS的限制。通態(tài)電阻是影響最大輸出的重要參數(shù)，在開關電路中它決定了信號輸出幅度與自身損耗。通態(tài)電阻有受柵極電壓支配的范圍，為使通態(tài)電阻最小，上述輸出特性中通態(tài)電阻范圍為UGS≥10V。不必要時若用高電壓驅動，會對電容過充電，使關斷時間變長，這點需要注意。通態(tài)電阻也受到漏極電流與溫度的影響。特別是溫度影響較大，通態(tài)電阻隨溫度上升線性增大，因此，實際使用時要考慮這一點。6）跨導表示功率MOSFET的增益特性稱為跨導，它定義為Gfs＝ΔID/ΔUGS，一般來說，晶體管放大工作時采用這種特性，而開關工作時不大采用這種特性。7）功率MOSFET的電容功率MOSFET的柵極有絕緣層，極間存在著絕緣電容。應用上表示這些電容為輸入電容（Ciss＝CGD＋CGS），輸出電容（COSS＝CGD＋CDS）和反饋電容（Crss＝CGS），參見圖2－10。這些電容大小與偏置電壓有關，CGD隨漏源極間電壓動態(tài)變化。因此，開關時CGD變化較大所以高電壓開關工作時要注意這一點。這些電容對開關過程有直接影響，在開通延遲時間，上升時間以及下降時間，由于UDSUGS，所以，CGD較小，一般為幾十pF。在關斷延遲時間，由于UDS＜UGS，CGD為幾千pF。8）柵極電荷特性圖2－6示出功率MOSFET的柵極電荷特性，按照電荷量劃分為三個區(qū)域。①區(qū)對應著開通延遲時間；②區(qū)對應著上升時間；③區(qū)對應著導通期間。根據(jù)斜率CGS＋CGD＝dQg/dUGS可計算出不同偏置條件時電容大小。另外，根據(jù)柵極驅動電路供給的功率P＝Qg×UGS×f較容易計算電容大小，反向偏置時，可以考慮延長①區(qū)。圖2－11示出元件電容不同時，柵極電流的大小。圖2-10柵極電荷圖2－11 開關時柵極電流9）開關特性圖2－12示出功率MOSFET的輸入電壓與輸出電壓對應的波形關系。定義開通時間tON為從輸入信號Ui波形上升到其幅值的10%的時刻開始到輸出信號U0波形下降到其幅值的90%的時刻為止所需的時間，tON可細分為延遲時間td和上升時間tr。定義關斷時間tOFF為從輸入信號波形下降到其幅值的90%的時刻開始到輸出信號波形上升到其幅值的10%的時刻為止所需的時間，tOFF可細分為存儲時間ts和下降時間tf。開通時間tON與功率MOSFET的閾值電壓，柵源間電容CGS和柵漏間電容CGD有關，也與信號源的上升時間和內阻的影響。關斷時間tOFF則由功率MOSFET漏源間電容CDS和負載。圖2－12 功率MOSFET的輸入電壓與輸出電壓對應的波形10）正向偏置安全工作區(qū)功率MOSFET的正向偏置安全工作區(qū)（FB-SOA）如圖2－13所示。它是由四條邊界極限所包圍的區(qū)域，這四條邊界極限線是：最大漏源電壓線（A）；最大功耗限制線（B）；最大漏極電流線（C）和漏源通態(tài)電阻線（D）。圖2－13 正向偏置安全工作區(qū)開關電源中功率MOSFET應用時應注意以下幾點：①柵極電路的阻抗非常高，易受靜電損壞。②直流輸入電阻高，但輸入容量大，高頻時輸入阻抗低，因此，需要降低驅動電路阻抗。③并聯(lián)工作時容易產(chǎn)生高頻振蕩。④導通時電流沖擊大，易產(chǎn)生過電流。⑤很多情況下，不能原封不動地用于雙極型晶體管的自激振蕩電路。⑥寄生二極管的反向恢復時間慢，很多情況下與FET開關速度不相稱。⑦開關速度快而產(chǎn)生噪聲，容易使驅動電路誤動作。特別是開關方式為橋接電路，柵極電路的電源為浮置時，易發(fā)生這種故障。⑧漏柵極間電容極大，漏極電壓變化容易影響輸入。⑨加有負反饋，熱穩(wěn)定性也比雙極型晶體管好，用于電流值較小情況下不能獲得這種效果。⑩理論上無電流集中產(chǎn)生二次擊穿，但寄生晶體管因dV/dt受到損壞，從而FET也受到損壞。本次所選用的功率MOSFET管為IPRF400其參數(shù)如下圖2-14電氣特性參數(shù)圖2-13柵源極間二極管規(guī)格圖2-15N溝道電力場效應管的溫度曲線圖2-16連續(xù)最大電流下的溫度曲線圖2-17最大瞬變熱量阻抗曲線圖2-18前置偏壓安全工作區(qū)域圖2-19輸出特性曲線圖2-20飽和特性曲線圖2-21轉移特性曲線圖2-23門源極間電壓與門極充電波形圖2-24未鉗位能量測試電路圖2-25未鉗位能量信號波形圖2-26開關時間測試電路圖2-17抗拒開關信號波形圖2-28門極充電測試電路圖2-29門極充電波形圖2-30PWM控制及輸出電路（五）、功率變壓器電路拓撲選定后，就要確定電路的工作頻率和變壓器磁芯尺寸，確保在變壓器體積最小的情況下獲得所需的最大輸出功率。要確定頻率和變壓器磁心尺寸，首先要得出輸出功率和變壓器各參數(shù)（如磁心截面積、磁心窗口面積、骨架面積、峰值磁通密度、變壓器工作頻率及線圈電流密度等）之間的數(shù)量關系。一）、功率變壓器的設計1）、工作頻率的設定工作頻率對電源的體積、重量及電路特性影響很大。工作頻率高，輸出濾波電感和電容體積減小，但開關損耗增高，熱量增大，散熱器體積加大。因此根據(jù)元器件及性價比等因素，將電源工作頻率進行優(yōu)化設計，因本設計為fS＝50kHz，所以T＝1/fS＝1/50kHz＝20μs開關管最大導通時間如果Q4和Q5同時導通，即使是很短的時間，也將使電源瞬間短路從而損壞開關管。為防止此現(xiàn)象發(fā)生，輸入電壓為最小值時，Q4或者Q5的最大導通時間必須限制在半周期的80%以內。應選擇合適的次級匝數(shù)使在導通時間不大于0.8T/2，的情況下保證輸出電壓滿足要求。此外，電路將采用嵌位技術以保證在不正常工作狀態(tài)下導通時間也不超過0.8T/2。2）磁芯選用①選取磁芯材料和磁芯結構大多數(shù)開關電源的變壓器都選用鐵氧體磁心，鐵氧體是一種陶瓷性的鐵磁材料，它是由氧化鐵和其他錳、鋅氧化物混合構成的晶體。因為它有很高的電阻率，所以鐵氧體的渦流損耗很小。選用R2KB鐵氧體材料制成的EE型鐵氧體磁芯。其具有品種多，引線空間大，接線操作方便，價格便宜等優(yōu)點。②確定工作磁感應強度BmR2KB軟磁鐵氧體材料的飽和磁感應強度BS＝0.47T，考慮到高溫時BS會下降，同時為合閘瞬間高頻變壓器飽和，選定Bm＝1/3BS＝0.15T。③計算并確定磁芯型號磁芯的幾何截面積S和磁芯的窗口面積Q與輸出功率存在一定的函數(shù)關系。對于半橋變換器，當脈沖波形近似為方波時為SQ=(P0×104)/(2×fs×Bm×η×Kc×Ku×j)…………式（2-1）式中：η—效率；j—電流密度，一般取300～500A/cm2；Ke—磁芯的填充系數(shù)，對于鐵氧體Ke＝1；Ku—銅的填充系數(shù)，與導線線徑及繞制的工藝及繞組數(shù)量等有關，一般為0.1～0.5左右。各參數(shù)的單位是：P0—W，S—cm2，Q—cm2，Bm—T，fS—Hz，j—A/cm2。取P0＝640W，Ku＝0.3，j＝300A/cm2，η＝0.8，Bm＝0.15T，代入式（2-1）得SQ=(P0×104)/(2×fs×Bm×Kc×Ku×j)=(640×104)/(2×50×103×0.15×0.8×0.3×300)=4.由廠家手冊知，EE55磁芯的S＝3.45cm2，Q＝3.1024cm2，則SQ＝10.93）計算原副邊繞組匝數(shù)按輸入電壓最低及輸出滿載的情況（此時占空比最大）來計算原副邊繞組匝數(shù)，已知Umin＝176V經(jīng)整流濾波后直流輸入電壓Udmin＝1.2×176＝211.2V。對于半橋電路、功率變壓器初級組上施加的電壓等于輸入電壓的一半，即Upmin＝Udmin/2＝105.6V，設最大占空比Dmax＝0.9，則t(on)max=(1/2)×Dmax=(1/2)×20×0.9=9.0μsUpmin×t(on)max×104=105.6×9.0×10-6×104代入公式N1=(Upmin×t(on)max×104)/(2×Bm×Sc)=(105.6×9.0×10-6×104)/(2×0.15×3.54)=8.9匝次級匝數(shù)計算時取輸出電壓最大值Uomax＝16V。次級電路采用全波整流，US為次級繞組上的感應電壓，U0為輸出電壓，Uf為整流二極管壓降，取1V，Uz為濾波電感等線路壓降，取0.3V，則Us=(Uomax+Uf+Uz)/Dmax=(16+1+0.3)/0.9=19.22VN2=N1×Us/(Upmin×Dmax)=8.9×19.22/(105.6×0.9)=1.8匝為了便于變壓器繞制，次級繞組取為2匝，則初級繞組校正為：N1=N2×(U1min×Dmax)/Us=10匝4)選定導線線徑在選用繞組的導線線徑時，要考慮導線的集膚效應，一般要求導線線徑小于兩倍穿透深度，而穿透深度Δ由式（2-2）決定Δ=√2/(ωμγ)…………式（2-2）式中：ω為角頻率，ω=2πfs；μ為導線磁導率，對于銅線相對磁導率μr＝1，則μ＝μr×μ0＝4π×10-7H/m；γ為銅的電導率，γ＝58×10－6Ωm；穿透深度Δ的單位為m。變壓器工作頻率50kHz，在此頻率下銅導線的穿透深度為Δ＝0.2956mm，因此繞組線徑必須是直徑0.59mm小于的銅線。另外考慮到銅線電流密度一般取3~6A/mm2，故這里選用ф0.56mm二）、臨近效應相鄰導線流過電流時會產(chǎn)生可變磁場，從而形成臨近效應，如果是線圈層間的臨近效應，則其危害性更大。臨近效應比集膚效應更嚴重，因為集膚效應只是將繞線導電面積限制在表面的一小部分，增加了銅損。它沒有改變電流幅值，只是改變了繞線表面的電流密度。但相對來看，臨近效應中的渦流是由相鄰線圈層電流的可變磁場引起的，且渦流的大小隨線圈層數(shù)的增加按指數(shù)規(guī)律遞增。2.驅動電路如圖35所示。TL494輸出50kHz的脈沖信號，通過高頻脈沖變壓器耦合去驅動功率MOS管。次級脈沖電壓為正時，MOS管導通，在此期間Q7截止，由其構成的泄放電路不工作。當次級脈沖電壓為零時，則Q7導通，快速泄放MOS管柵極荷，加速MOS管截止。R72是用于抑制驅動脈沖的尖峰，R68、D15、R67、可以加速驅動并防止驅動脈沖產(chǎn)生振蕩。D17和與它相連的脈沖變壓器繞組共同構成去磁電路。圖2-31驅動電路2.3.4P一、脈寬調制的原理脈寬調制（PulseWidthModulation）簡稱PWM，就是在所需的頻率周期內，將直流電壓調制成等幅不等寬的系列交流輸出電壓脈沖，以達到控制頻率、電壓電流和抑制諧波的目的，是通過控制半導體功率開關元件的導通和關斷時間比，調節(jié)脈沖寬度或周期來控制輸出電壓的一種控制技術。在采樣控制理論中有一個重要的結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量即窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常近，僅在高頻率略有差異。例如圖2-32a、b、c、d所示的三個窄脈沖形狀不同，其中圖2-32（a）為矩形脈沖，圖2–32（b）為三角脈沖，圖2-32（c）為正弦半波脈沖，但它們的面積（即沖量）都等于1，那么，當他們分別加上具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時，其輸出響應基本相同。當窄脈沖變?yōu)閳D2-32f(t)f(t)f(t)f(t)δ(t)tttt(a)(b)(c)(d)圖2-32窄脈沖波形上述原理可以稱之為面積等效原理，它是PWM控制技術的重要理論基礎。PWM控制技術在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產(chǎn)生了十分深遠的影響。二、TL494集成脈寬調制器。TL494是一種固定頻率脈寬調制電路，它包含了開關電源控制所需的全部功能，廣泛應用于單端正激雙管式、半橋式、全橋式開關電源。TL494有SO-16和PDIP-16兩種封裝形式，以適應不同場合的要求。圖2-33TL494集成脈寬調制器封裝圖它有一個獨立的死區(qū)時間比較器，控制比較器輸入端（4腳）的電位，除可以改變調制器的死區(qū)時間之外，還可以用它設計電源的軟啟動電路，或者欠壓保護電路。兩個誤差放大器可以分別控制輸出電壓Vo和作輸出過電流保護一類的功能；TL494中振蕩器定時電阻R和定時電容C與振蕩頻率fosc的關系為fosc＝1．1／（RＴ?C）它的特點如下：（1）推挽／單端輸出；（2）最高工作頻率300kHz；（3）內部基準電壓5V；（4）輸入電壓≤41V；（5）工作溫度范圍：TL494I為－40～85℃，TL494C為－20～85℃。（6）集成了全部的脈寬調制電路。（7）片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。（8）可調整死區(qū)時間。（9）內置功率晶體管可提供500mA的驅動能力。其內部等效電路如圖2-38所示。它由鋸齒波發(fā)生器、D觸發(fā)器1和2、誤差放大器1和2.5V基準電壓源與兩個驅動三極管等組成.管腳分配圖如39所示,1、2腳和15、16腳分別為兩個器輸入端；3腳為相位控制端；4腳為死區(qū)電平控制端；5、6腳為振蕩器的RＴ、CＴ輸入端；8、9腳和11、10腳分別為兩個內部驅動三極管的集電極和發(fā)射極，通過它們發(fā)出的脈沖可以控制變換器的交替導通與截止；13腳為輸出狀態(tài)控制端，用來控制TL494的應用方式，當其為高電平時，兩個內部驅動三極管交替導通，用于控制變換器的兩個開關管，形成雙端輸出式；當13腳為低電平時，兩個內部驅動三極管同時導通或截止，此時只能控制變換器的一個開關管，14腳是控制器輸出的＋5V基準參考電壓；12腳為控制器的電源輸入端。圖2-34TL494內部等效電路圖2-35TL494管腳分配圖1―同相輸入IN+，2―反相輸入IN-，3―反饋FB，4―死區(qū)時間T，5―CT，6―RT,7―地GND,8―C1,9―E1,10―E2,11―C2,12―VCC,13―輸出控制CON，14―5V基準電壓輸出VREF，15―反相輸入IN-，16―同相輸入IN+三、TL494工作原理TL494在工作時，其工作頻率僅取決于外接在鋸齒波發(fā)生器（即振蕩器）上的定時元件RＴ和CＴ的數(shù)值，一旦定時元件固定后，TL494輸出信號的工作頻率也就固定不變了。一般通過5、6腳分別接定時元件RＴ和CＴ。鋸齒波發(fā)生器起振后，可在5腳所接定時電容CＴ上產(chǎn)生鋸齒波電壓，該鋸齒波在片內分別被送到比較器1和2的同相輸入端。一般開關電源的穩(wěn)壓控制、過流保護控制、過壓保護控制等采樣電壓是加在誤差放大器的同相輸入端（1或16腳）或死區(qū)控制輸入端（4腳）的。因此，在片內誤差放大器的輸出電平與鋸齒波在比較器2中進行比較，而死區(qū)控制電平與鋸齒波在比較器1中進行比較，二者的輸出分別得到一串具有一定寬度的矩形脈沖。它們同時送門電路，經(jīng)D觸發(fā)器分頻后，再經(jīng)相應的門電路去控制TL494內部的兩個驅動三極管交替導通和截止，通過8腳和11腳向外輸出相位相差180O脈寬調制控制脈沖。工作波形如圖2-36所示。圖2-35工作波形由上可知，若TL494片內的兩個誤差放大器的反相輸入端（2腳或15腳）的參考電位一定，當它們的同相輸入端電平升高時，則可使片內的兩個驅動三極管輸出的脈寬調制控制脈沖的寬度變窄；反之，可使脈沖寬度變寬。另外當死區(qū)控制端的電位高于CＴ上的電壓時，片內的兩個驅動三極管截止；當死區(qū)控制端電位不斷下降時，則可使兩個驅動三極管輸出的脈寬調制脈沖寬度增加。在實際中，多利用TL494的內部基準電源向外提供+5V基準參考電壓，再通過設置不同的電阻分壓器來為兩個誤差放大器的反相輸入端提供參考電位。另外，TL494內部的兩個三極管在工作電壓7～40V范圍內工作時，最大輸出電流可達250mA，若將13腳與14腳相連，就可推挽工作，若將13腳與7腳相連，就形成單端輸出。為增大輸出可將兩個三極管并聯(lián)。TL494的極限參數(shù)

名稱代號極限值單位

工作電壓Vcc42V

集電極輸出電壓Vc1,Vc242V

集電極輸出電流Ic1,Ic2500mA

放大器輸入電壓范圍VIR-0.3V—+42V

功耗PD1000mW

熱阻RθJA80℃/W

工作結溫TJ125℃

工作環(huán)境溫度

TL494B

TL494C

TL494I

NCV494BTA

-40—+125

0—+70

-40—+85

-40—+125℃

額定環(huán)境溫度TA40℃2.3.5過流保護電路開關電源同其它電子裝置一樣，過流保護是否可靠，是影響開關電源可靠性的重要因素。開關電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關重要。開關電源的保護方案和電路結構具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結構，以使得在故障條件下真正有效地實現(xiàn)保護為增強電源可靠性，此電源采用初、次級兩級過流保護。如圖2-30。初級采用電流互感器CT1檢測初級放大器電流，檢測出的電流信號經(jīng)R60轉為電壓信號后，再經(jīng)D2～D4，C9整流濾波后，經(jīng)過電位器RV3分壓，反相器N3反相后加在Q1管基極。當初級電流超過正常時，反相器反轉，Q1管導通，將VREF＝5V的高電平加在TL494腳4上（腳4為TL494死區(qū)控制腳、高電平關斷），TL494關斷。輸出直流總線上過流保護，采用R45～R56電阻做為采樣電阻，當輸出電流增加時腳15電平變低，當輸出電流大于40A的105%時，TL494的內部運放動作，腳3電平升高，限制輸出脈寬增加，電源處于限流狀態(tài)。第四節(jié)輔助電源設計輔助電源的功率都非常小，一般在1～3W，輸出電壓為10～15V，主要為主功率電路的PWM芯片及提供輔助功能的邏輯檢測電路供電。其中輔助功能包括過流/過壓的檢測和保護遙控信號，以及多輸出電源各輸出按正確順序的導通關斷。輔助電源并非一定要穩(wěn)壓輸出，因為負載通?？梢猿惺芟鄬^大的輸入電壓波動（最大可以達到+15%）。如果使輔助電源穩(wěn)壓輸出（通常只要求波動在+2%以內），可以提高電路的可靠性，而且主功率電路的運行將更具可預測性。這類電源所用元件數(shù)量必須少而且成本要低，并且只能占用主功率電路及其輸出電路所占空間的一小部分。輔助電源的接地問題在設計電路時，首先要決定為PWM芯片供電的輔助電源是接輸出地還是輸入地。在大多數(shù)場合中，輸出地和輸入地之間都有直流隔離。帶負載的輸出端接輸出地。主開關功率晶體管接輸入地，即網(wǎng)壓供電變換器中整流所得的支流母線的其中一端（在以蓄電池供電的DC/DC變換器中則為蓄電池的一個輸出端）。在調節(jié)輸出電壓時，必須用連接輸出地的直流誤差放大器來檢測出電壓，將其與參考電壓比較并放大得到誤差電壓。該誤差電壓是參考電壓與輸出電壓的一部分差值，用于控制脈沖寬度，從而控制接入地的主功率晶體管的通斷。由于輸出地和輸入地間有直流隔離，且其直流電壓等級可能相差數(shù)十甚至數(shù)百伏，所以PWM脈沖不能通過通過直流耦合直接驅動晶體管。這樣，如果誤差放大器和脈寬調制器都接輸出地（PWM芯片中的普遍接法），則PWM脈沖必須通過脈沖變壓器來克服輸出地和輸入地隔離的障礙。輔助電源的功能就是產(chǎn)生以輸出地為參考，大小為10～15V，功率為1～3W的輸出電壓，而其輸入功率來自連接輸入地的電源。這類輔助電源常用在PWM芯片接輸入地的場合。雖然芯片所需能量在主功率晶體管開始工作后可以取自主變壓器的一個輔助繞組，但如果驅動關閉（由于過壓或過流等原因），能量輸送就會中斷，無法再為遠程顯示儀供電。同時，由于來自輔助繞組的電壓消失，PWM芯片上的電壓降低，會使脈寬過大，導致電路不能正常工作。通常來說，由輔助電源為PWM芯片供電比由主功率變壓器的輔助繞組供電（自舉法）更加可靠。另一個方法是用光耦跨越輸入地和輸出地隔離的障礙，將輸出電壓檢測信號送回輸入端用于調制脈寬，控制功率晶體管的通斷。但如果不適合由主功率變壓器的輔助繞組自舉供電，仍然需要與輸入共地的輔助電源。本設計輔助電源采用RCC變換器(RingingChokeConverter),見圖2-41。其輸入電壓為交流220V整流濾波電壓，輸出直流電壓為12.5V，輸出直流電流為0.5A。電路中Q8和放大器初級繞組線圈N1與反饋繞組線圈N3構成自激振蕩。R72為啟動電阻。Q9、R77構成輔助電源初級過流保護。D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76構成電壓檢測與穩(wěn)壓電路，控制Q8的基極電流的直流分量，從而保持輸出電壓恒定，放大器采用EE19、LP3材質構成。初級180匝，反饋繞組5.5匝，次級11匝，初級電感量是2.6mH，磁芯中間留有間隙0.4mm。圖2-41輔助電源第五節(jié)風扇風速控制電路設計一、風扇風速控制電路本開關電源為了防止工作電壓過高影響其性能和正常工作，故設計有風扇，風扇的風速可根據(jù)開關電源的工作溫度進行調整。風扇風速控制電路見圖2–42。利用二極管正向管壓降隨溫度升高而呈下降趨勢的特性，將D9、D10做為散熱器溫度采樣器件。方法是將D9、D10兩二極管緊靠在散熱器上，當散熱器隨輸出功率加大而溫度升高時，運放N2A正相輸入端電平降低，輸出低電平使三極管Q3開始導通，風機上電壓升高，轉速升高，最終到達最高轉速。當負載較輕，使散熱器溫度低于50℃時，N2A輸出高電平，Q3不導通，輔助電源12.5V經(jīng)電阻R57圖2-42二、LM324介紹圖2-43LM324管腳圖圖2-44LM324內部電路圖第三章設計注意事項及電源性能測試第一節(jié)設計注意事項一、使用功率MOS管時應注意的事項開關電源電路復雜，并且由于開關元件以高頻切換，必須采取措施防止其產(chǎn)生的電磁干擾。由于功率MOS管的特殊結構，其具有極高的輸入阻抗，在靜電較強的場合難以泄放電荷，易引起靜電擊穿。因此，功率MOS管在運輸、存放時應放入具有抗靜電的包裝袋內，不能放入易產(chǎn)生靜電的塑料盒；對器件進行焊接、測試時，電烙鐵及儀器、儀表應良好接地；注意柵極電壓不要超過限值，應在柵源極之間外接齊納二極管進行必要的保護，同時對漏源極之間的過電流和過電壓也應采取必要的保護措施，確保功率MOS管在安全工作區(qū)內正常工作。器件的選擇元器件的選擇必須考慮元器件的性能價格比，在購買元器件后，要有規(guī)律地對這些元器件進行抽樣檢查，并對檢查做詳細記錄。因為元器件直接決定了電源的可靠性，所以元器件的選用非常重要。三、元器件的失效主要集中在以下四個方面：

（1)制造質量問題質量問題造成的失效與工作應力無關。質量不合格的可以通過嚴格的檢驗加以剔除，在工程應用時應選用定點生產(chǎn)廠家的成熟產(chǎn)品，不允許使用沒有經(jīng)過認證的產(chǎn)品。

（2)元器件可靠性問題元器件可靠性問題即基本失效率的問題，這是一種隨機性質的失效，與質量問題的區(qū)別是元器件的失效率取決于工作應力水平。在一定的應力水平下，元器件的失效率會大大下降。為剔除不符合使用要求的元器件，包括電參數(shù)不合格、密封性能不合格、外觀不合格、穩(wěn)定性差、早期失效等，應進行篩選試驗，這是一種非破壞性試驗。通過篩選可使元器件失效率降低1～2個數(shù)量級，當然篩選試驗代價(時間與費用)很大，但綜合維修、后勤保障、整架聯(lián)試等還是合算的，研制周期也不會延長。電源設備主要元器件的篩選試驗一般要求：

①電阻在室溫下按技術條件進行100％測試，剔除不合格品。

②普通電容器在室溫下按技術條件進行100％測試，剔除不合格品。

③接插件按技術條件抽樣檢測各種參數(shù)。

④半導體器件按以下程序進行篩選：

目檢→初測→高溫貯存→高低溫沖擊→電功率老化→高溫測試→低溫測試→常溫測試篩選結束后應計算剔除率Q

Q=(n/N)×100%

式中：N——受試樣品總數(shù)；

n——被剔除的樣品數(shù)；如果Q超過標準規(guī)定的上限值，則本批元器件全部不準上機，并按有關規(guī)定處理在符合標準規(guī)定時，則將篩選合格的元器件打漆點標注，然后入專用庫房供裝機使用。

（3)設計問題首先是恰當?shù)剡x用合適的元器件：

①盡量選用硅半導體器件，少用或不用鍺半導體器件。

②多采用集成電路，減少分立器件的數(shù)目。

③開關管選用MOSFET能簡化驅動電路，減少損耗。

④輸出整流管盡量采用具有軟恢復特性的二極管。

⑤應選擇金屬封裝、陶瓷封裝、玻璃封裝的器件。禁止選用塑料封裝的器件。

⑥集成電路必須是一類品或者是符合MIL－M－38510、MIL－S－19500標準B－1以上質量等級的軍品。

⑦設計時盡量少用繼電器，確有必要時應選用接觸良好的密封繼電器。

⑧原則上不選用電位器，必須保留的應進行固封處理。

⑨吸收電容器與開關管和輸出整流管的距離應當很近，因流過高頻電流，故易升溫，所以要求這些電容器具有高頻低損耗和耐高溫的特性。在潮濕和鹽霧環(huán)境下，鋁電解電容會發(fā)生外殼腐蝕、容量漂移、漏電流增大等情況，所以在艦船和潮濕環(huán)境，最好不要用鋁電解電容。由于受空間粒子轟擊時，電解質會分解，所以鋁電解電容也不適用于航天電子設備的電源中。鉭電解電容溫度和頻率特性較好，耐高低溫，儲存時間長，性能穩(wěn)定可靠，但鉭電解電容較重、容積比低、不耐反壓、高壓品種(>125V)較少、價格昂貴。

關于降額設計：電子元器件的基本失效率取決于工作應力(包括電、溫度、振動、沖擊、頻率、速度、碰撞等)。除個別低應力失效的元器件外，其它均表現(xiàn)為工作應力越高，失效率越高的特性。為了使元器件的失效率降低，所以在電路設計時要進行降額設計。降額程度，除可靠性外還需考慮體積、重量、成本等因素。不同的元器件降額標準亦不同，實踐表明，大部分電子元器件的基本失效率取決于電應力和溫度，因而降額也主要是控制這兩種應力，以下為開關

電源常用元器件的降額系數(shù)：

①電阻的功率降額系數(shù)在0.1～0.5之間。

②二極管的功率降額系數(shù)在0.4以下，反向耐壓在0.5以下。

③發(fā)光二極管第二節(jié)電源性能測試為了檢查開關是否滿足最初設計的技術要求，或者，為了檢查使用的開關電源是否滿足你對它的要求，常常需要對開關電源的性能進行測試。本節(jié)主要以AC/DC類電源為例，介紹開關電源的性能測試方法。AC/DC類電源的源效應，負載效應。一、電壓穩(wěn)定度電壓穩(wěn)定度是僅由輸入電壓在規(guī)定的范圍內變化所引起的輸入電壓的最大相對變化量。電壓穩(wěn)定度也常稱作調整率，源效應等。1.測量線路線路見圖3－1，圖中被測變換器即被測電源。圖3-1 電壓穩(wěn)定度測量電路2.測試說明和要求輸入電壓是你變的影響量。通常在標稱值、標稱值下限和標稱值上限三點測量電壓穩(wěn)定度。測試時，除負載電流外所有其影響量均應保持不變。負載電流可保持為額定范圍內的任意值。通常在額定電流和空載兩種狀態(tài)下各測三個輸出電壓：標稱輸入電壓時測得U0，輸入上限時測得U01，輸入下限時測得U02。然后，以它們計算出額定負載和空載時的電壓穩(wěn)定度，取最大值作為電源的電壓穩(wěn)定度SU。（3－1）式中ΔU0＝U0－U01或ΔU0＝U0－U02。測量線路中使用的儀表的是一種和準確度應滿足測量要求。輸出電壓應該用準確度比模擬表高的數(shù)字電壓表（比如：比被測電源的調整率好10倍）進行測量。輸出負載應可變。Ui至少可在被測電源的最小輸入電壓至最大輸入電壓之間變化。電壓穩(wěn)定度和下面的負載穩(wěn)定度、效率等都在預熱和輸出穩(wěn)定后進行測試。二、負載穩(wěn)定度負載穩(wěn)定度是僅由負載電流在規(guī)定的范圍內變化所引起的輸出電壓的最大相對變化量。負載穩(wěn)定度也常稱作負載調整率、負載效應等。1.測量線路測量線路見圖3－1。在被測電源的輸出端與負載間必須串一電流表。2.測試說明和要求負載電流是可變影響量。通常在空載和額定值之間變化，也有上些電源規(guī)定在50%額定值和額定值之間變化。除輸入電壓外，所有其他影響量均應保持不變。將輸入電壓分別設置在標稱值、標稱值下限和標稱值上限駱測出兩個輸出電壓：額定負載電流時測得U0，空載或50%額定負載時測得U01。然后，以它們計算不同輸入電壓時的穩(wěn)定度，取最大值負載穩(wěn)定度S1。（3－2）式中，ΔU0＝U0－U01。三、紋波電壓紋波電壓是輸出電壓中所飲食的交流分量的有效值或峰峰值。1.測量線路測量線路見圖3－2。圖3-2 紋波電壓測量線路2.測試說明和要求輸入電壓分別設置在標稱值、標稱值下限和標稱值上限，用交流毫伏表或示波器測量空載和額定負載兩種情況下的紋波電壓，其最大值即為電源的紋波電壓。四、效率效率η為總輸出功率P0與輸入的有功功率Pi之比。（3－3）式中，j為輸出的路數(shù)；輸出的負載電流應調至額定值。注意：η隨負載變化。對DC/DC類電源，