第三章高頻諧振放大器

第三章高頻諧振放大器第一節(jié)高頻小信號放大器第二節(jié)高頻功率放大器的原理與特性第三節(jié)高頻功放的高頻特性第四節(jié)高頻功率放大器的實際線路第五節(jié)高頻功放、功率合成與射頻模塊放大器本節(jié)重點：高頻小信號諧振放大器的工作原理及性能指標計算。難點：諧振放大器的性能分析。第三章高頻諧振放大器第一節(jié)高頻小信號放大器第一節(jié)高頻小信號放大器高頻小信號諧振放大器的功用就是放大各種無線電設(shè)備中的高頻小信號，以便作進一步的變換和處理。高頻小信號放大器按頻帶寬度可以分為窄帶放大器和寬帶放大器。按有源器件可以分為以分立元件為主的高頻放大器和以集成電路為主的集中選頻放大器。對高頻小信號放大器的主要要求是：

⑴增益要高。⑵頻率選擇性要好。⑶噪聲系數(shù)NF要小。⑷工作穩(wěn)定可靠。第一節(jié)高頻小信號放大器一、高頻小信號放大器的工作原理高頻小信號諧振放大器實際線路

UCC第一節(jié)高頻小信號放大器高頻小信號諧振放大器交流等效電路

12345物理模型等效電路：混合p參數(shù)等效電路。網(wǎng)絡(luò)參數(shù)等效電路：Y參數(shù)等效電路。晶體管的高頻小信號等效電路主要有兩種表示方法：混合π型等效電路是從模擬晶體管的物理結(jié)構(gòu)出發(fā)，用集中參數(shù)元件r，C和受控源表示晶體管內(nèi)的復(fù)雜關(guān)系。Y參數(shù)等效電路是從測量和使用的角度出發(fā)，把晶體管看作一個有源線性四端網(wǎng)絡(luò)，用一組網(wǎng)絡(luò)參數(shù)來構(gòu)成其等效電路1．晶體管的高頻等效電路二、放大器性能分析Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’eeb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’e1．晶體管的高頻等效電路二、放大器性能分析*混合π等效電路注意：C

b’c和rbb’的存在對晶體管的高頻運用是十分不利的。

Cb’c將輸出交流電流反饋到輸入端，可能會引起放大器自激。

rbb’在共基電路中會引起高頻負載反饋，降低晶體管的β。圖3-2(a)晶體三極管混

等效電路

Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e頻率較高時，Cbc的容抗較小，可它并聯(lián)的電阻rbc較大，相比之下rbc可以忽略。簡化后的等效電路為：′′′*Y參數(shù)等效電路混合π型等效電路的優(yōu)點是：各元件參數(shù)物理意義明確，在較寬的頻帶內(nèi)這些元件值基本上與頻率無關(guān)。缺點是，隨著器件不同有不少的差別，分析和測量不便。因此，混合π型等效電路比較適合寬頻帶放大器。它的優(yōu)點導(dǎo)出的表達式具有普遍意義，分析和測量方便；缺點是網(wǎng)絡(luò)參數(shù)與頻率有關(guān)。但由于高頻小信號諧振放大器的頻帶較窄，一般只需在工作頻率f0上進行參數(shù)計算。故分析高頻小信號諧振放大器時采用Y參數(shù)等效電路是合適的。圖(a)將共發(fā)接法的晶體管等效為有源線性四端網(wǎng)絡(luò)。圖中表示晶體管輸入和輸出電壓，為其對應(yīng)電流。以為自變量，為因變量，則描述它們之間的關(guān)系的線性方程為：be+-ce+-+-+-圖（a）圖（b）coebfeccrebiebUYUYIUYUYI&&&&&&+=+=cbII&&和cbUU&&，cbUU&&，cbII&&和導(dǎo)納輸入交流短路時的輸出

|0==bUccoeUIY&&&傳輸導(dǎo)納輸入交流短路時的反向

|0==bUcbreUIY&&&傳輸導(dǎo)納輸出交流短路時的正向

|0==cUbcfeUIY&&&導(dǎo)納輸出交流短路時的輸入

|0==cUbbieUIY&&&+-+-coebfeccrebiebUYUYIUYUYI&&&&&&+=+=圖中信號源用電流源Is表示，Ys是電流源的內(nèi)導(dǎo)納，負載導(dǎo)納為YL，它包括諧振回路的導(dǎo)納和負載電阻RL的等效導(dǎo)納。忽略管子內(nèi)部的反饋，即令Yre=0，由圖可得：′2、放大器的性能參數(shù)主要性能指標K0.1=9.95K0.1=9.95

上式說明,諧振時K與回路總電導(dǎo)g∑成反比，與晶體管正向傳輸導(dǎo)納Yfe成正比。|Yfe|越大，|K|越大。負號表示輸出電壓與輸入電壓有180°的相位差。因為，Yfe本身是一個復(fù)數(shù),也有一個相角Φfe因此與的相位差應(yīng)為Φfe-180°。只有頻率較低時Φfe=0,與相位差為-180°。oU&IU&oU&IU&

單調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)遠大于1，也就是說，它的諧振曲線和矩形相差甚遠，選擇性差，這是單調(diào)諧放大器的一大缺點。三、高頻帶諧振放大器的穩(wěn)定性1、放大器的穩(wěn)定性

以上我們在討論諧振放大器時,都假定了反向傳輸導(dǎo)納ｙre＝０,即晶體管單向工作,輸入電壓可以控制輸出電流,而輸出電壓不影響輸入。實際上ｙre≠0,即輸出電壓可以反饋到輸入端,引起輸入電流的變化,從而可能引起放大器工作不穩(wěn)定。如果這個反饋足夠大,且在相位上滿足正反饋條件,則會出現(xiàn)自激振蕩。

為了提高放大器的穩(wěn)定性,通常從兩個方面著手。一是從晶體管本身想辦法,減小其反向傳輸導(dǎo)納ｙre值。ｙre的大小主要取決于集電極與基極間的結(jié)電容Ｃb’c（由混合π型等效電路圖可知,Ｃb’c跨接在輸入、輸出端之間）,所以制作晶體管時應(yīng)盡量使其Ｃb’c減小,使反饋容抗增大,反饋作用減弱。2、提高放大器穩(wěn)定性的方法二是從電路上設(shè)法消除晶體管的反向作用,使它單向化。具體方法有中和法與失配法。中和法通過在晶體管的輸出端與輸入端之間引入一個附加的外部反饋電路(中和電路)來抵消晶體管內(nèi)部參數(shù)Yre的反饋作用。圖3-5(a)中和電路原理電路

UCC中和條件為：n①中和法②失配法失配法通過增大負載導(dǎo)納，進而增大總回路導(dǎo)納，使輸出電路失配，輸出電壓相應(yīng)減小，對輸入端的影響也就減小。失配法是用犧牲增益來換取電路的穩(wěn)定。雙柵場效應(yīng)管高頻放大器雙柵場效應(yīng)管也稱為雙柵MOS管。它是一個管子中有兩個控制柵極。從結(jié)構(gòu)上來看可以認為是兩個單柵場效應(yīng)管的共源-共柵級聯(lián)，與共發(fā)共基放大器類似如右圖所示。

在實際電路中，放大器外部的寄生反饋，均以電磁耦合的方式出現(xiàn)。電磁耦合的途徑主要有：在電子設(shè)備中，接地是控制干擾的重要方法。如能將接地和屏蔽正確結(jié)合起來使用可解決大部分干擾問題。電容性耦合電感性耦合公共電阻耦合輻射耦合四、多級諧振放大器1、多級單調(diào)諧放大器

當(dāng)單級放大器的增益不能滿足要求時,即可采取多級放大器。其中每一級都調(diào)諧在同一個頻率上，故多級級聯(lián)單調(diào)諧放大器也稱為同步諧振放大器。

總增益K0∑=K01K02K03……K0n

通頻帶越寬，每級的增益就越小，對于單級諧振放大器來說，增益和通頻帶的矛盾是一個嚴重問題，特別是對高增益寬頻帶的放大器來說，這個問題更為突出。后面將討論的參差調(diào)諧放大器就是為了解決這個矛盾而提出的。n級相同的放大器級聯(lián)時，它的諧振曲線等于各單級諧振曲線的乘積。2200])2(1[1mLnnffQAAD+=多級單調(diào)諧回路的諧振曲線四、多級諧振放大器1、多級單調(diào)諧放大器多級單調(diào)諧回路諧振放大器的通頻帶可推得

多級單調(diào)諧回路諧振放大器的矩形系數(shù)

根據(jù)矩形系數(shù)的定義令則得

可知，級數(shù)越多，矩形系數(shù)越小。LnnQff017.012)2(·-=D21])2(1[12200=D+=nLnnffQAAnnnrffK)2()2()(7.01.01.0DD=1.00=nnAA121100)(111.0--=nnnrKn級相同的放大器級聯(lián)時，根據(jù)總通頻帶的定義知：表3-1多級單調(diào)諧放大器的帶寬和矩形系數(shù)

從表上可以看出，當(dāng)級數(shù)n增加時，總帶寬將減??；矩形系數(shù)有所改善。但這種改善是有限度的，級數(shù)越多，K0.1變化越緩慢。即當(dāng)n趨于無窮時,K0.1也只有2.56。和理想的矩形還有很大距離。級數(shù)n12345B∑/BI1.00.640.510.430.35K0.19.954.903.743.403.202、多級雙調(diào)諧放大器采用多級雙調(diào)諧放大器可以改變放大器的頻率選擇性。級數(shù)n1234B∑/BI1.00.80.710.66K0.13.152.161.91.8n級雙調(diào)諧放大器級聯(lián)時，總通帶小于單級時的通頻帶。不過，n級級聯(lián)時，雙調(diào)諧放大器的頻帶縮小不如單調(diào)諧放大器那么厲害。雙調(diào)諧放大器的優(yōu)點是：頻帶寬，選擇性好，缺點是：回路的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，調(diào)整比較因難。3、參差調(diào)諧放大器各級的調(diào)諧回路和調(diào)諧頻率都彼此不同。目的是增加放大器的總帶寬，同時又得到邊沿陡峭的頻率特性。K1K2K3K1，K2，K3xx-⊿⊿集成選頻放大器由集中選頻濾波器和集成寬帶放大器構(gòu)成。圖(a)方案的不足是寬帶放大器中可能產(chǎn)生新的干擾，若新產(chǎn)生干擾的頻率恰在濾波器通頻帶內(nèi)，則無法濾除。在圖(b)方案中，濾波器的插入損耗會降低信噪比，因此需增加低噪聲前置放大器。五、高頻集成放大器第二節(jié)高頻功率放大器的原理與特性

高頻諧振功率放大器用于各種無線電發(fā)送設(shè)備中，對高頻載波或高頻已調(diào)波進行功率放大。工作狀態(tài)：

A，B，AB，C；（甲、乙、甲乙、丙）D，E，S；（開關(guān)型）F，G，H；（特殊技術(shù)型）

目的：使電信號能夠有效地進行遠距離傳輸特點：高頻、大信號、非線性工作要求：輸出功率大、轉(zhuǎn)換效率高窄帶高頻功率放大器：以諧振回路為負載，所以又稱諧振功率放大器。寬帶高頻功率放大器：采用非選頻性負載，如傳輸線變壓器或其他寬帶匹配電路。分析方法：折線法近似分析第二節(jié)高頻功率放大器的原理與特性特點：1、NPN高頻大功率晶體管，高fT；改變UBB可以改變放大器的工作類型；2、大信號激勵：1—2V；3、發(fā)射結(jié)在一個周期內(nèi)只有部分時間導(dǎo)通，iB、iC均為一系列高頻脈沖；4、諧振回路作負載可以濾除高頻脈沖電流iC中的諧波分量，同時實現(xiàn)阻抗匹配。

組成：BJT、LC諧振回路、輸入回路、饋電電源UCCUBBiBiCuCEuBELCRubVT一、工作原理忽略高頻效應(yīng)----按照低頻特性分析；忽略基區(qū)寬變效應(yīng)----輸出特性水平、平行、等間隔；忽略管子結(jié)電容、載流子基區(qū)渡躍時間；忽略穿透電流----截止區(qū)ICEO=0；分析與計算大大簡化，但誤差也大；理論分析與計算只是為電路參數(shù)的選擇與調(diào)整提供依據(jù)與指導(dǎo)，實際電路工作時需要調(diào)整。uCE0ic輸出特性uBE0ibU’BB輸入特性轉(zhuǎn)移特性uBE0icU’BB’gm特性曲線的折線化：分析方法以后將U’BB寫成UD1、電流、電壓波形：uBEibtUbmUBBUD-uBEibt-

-

icuBEict-

圖解可見，iB和iC都是余弦脈沖，定義θ為導(dǎo)通角，三極管只在（－θ，θ）內(nèi)導(dǎo)通，當(dāng)θ<90o時，功率放大器工作于丙（C）類狀態(tài)。tUubmbw,costUUubmBBBEwcos+==發(fā)射結(jié)電壓為：越小越負越小或且，決定和、qqqqBBbmDBBbmbmBBDbmBBDUUUUUUUUUUU-=T=-coscosiCt-

0ic1Ic1mt0ucUcmt0tuCEUCC0Uc1m......2coscos210+++=tItIIiicccccww余弦脈沖展開為傅立葉級數(shù)：將

當(dāng)iC流過LC諧振回路時，在回路兩端產(chǎn)生電壓uC。由于諧振回路的選頻特性，uC中只有基波分量幅度最大，其它頻率的信號電壓幅度較小可以忽略。設(shè)RL——并聯(lián)回路諧振時的等效負載電阻，包括BJT的輸出電導(dǎo)和等效的R。tUUuUumcCCcCCcewcos-=-=RtItUuLmcmccwwcoscos11.==集電極輸出電壓為：iCt-

0ic1Ic1mt0ucUcmt0tuCEUCC0Uc1m

從圖中可以看出，C類高頻諧振功放由于選頻作用，即使iC是不連續(xù)的脈沖電流，在諧振回路兩端也會得到余弦電壓。ic余弦脈沖的分解icicmax-/2-/2tIMIMcos其中0(θ)、1(θ)、…、n(θ)為諧波分解系數(shù)圖中=Ic1m/Ic0=1(θ)/0(θ)為波形系，隨減小而增大。/1/0=01230,1,2,32.01.00.50.40.30.20.10-0.0510305070901101301501700(θ)、1(θ)、2(θ)、3(θ)與θ的關(guān)系為：2、高頻功放中的能量關(guān)系1）集電極輸出功率：LmcLmcmcmc1RURIUIp212111212121===2）集電極電源提供功率：CCc0UIP0=3）集電極損耗功率：10cPPP-=為集電極電壓利用系數(shù)＝式中CCmcUU1x4）集電極效率：CCmccmc01UUIIPP1012121xgh===5）對效率的影響電壓利用系數(shù)=Uc1m/UCC≤1，

隨而變化；乙類功放：=/2，=/2，max=/4=78.5%；丙類功放：</2，減小，提高，提高；但是很小時，提高不多，輸出功率卻降低很多。故通常選在65o~75o之間。2、高頻功放中的能量關(guān)系6）放大器的激勵功率：immbdUIP.=1217）功率放大倍數(shù)：1PPdPK=三點法作圖：t=0，uBE=UBB+Ubm；uCE=UCC-Uc1m得到A點t=/2，uBE=UBB；uCE=UCC得到Q點t=，uBE=UBB-Uim<0---iC=0；uCE=UCC+Uc1m得到C點直線AQ與橫軸交于B點AQC1、動態(tài)特性分析：iC、uBE和uCE的關(guān)系曲線，稱動特性曲線——即交流負載線

UBE=UBB+UimUBE=UBBUCC二、高頻功放的工作狀態(tài)uCE0icUc1mB折線ABC即為諧振功率放大器的動態(tài)特性曲線斜率與RL和都有關(guān)2、高頻功放的工作狀態(tài)工作狀態(tài)根據(jù)uBE=uBEmax，uCE=uCEmin時，動特性上瞬時工作點A的位置確定。A點在輸出特性放大區(qū)----欠壓狀態(tài)A點在輸出特性放大區(qū)和飽和區(qū)的臨界點----臨界狀態(tài)A點在輸出特性飽和區(qū)----過壓狀態(tài)uce0iciCuBEmax欠壓和臨界狀態(tài)：iC是相同的余弦脈沖；但臨界狀態(tài)UC1m大；過壓狀態(tài)：iC中間凹陷；UC1m較臨界略有增大。tuceUC10RL=RLcrRL增大RL減小t比較三種工作狀態(tài)：（1）臨界狀態(tài)：P1最大；較高；最佳工作狀態(tài)(對應(yīng)最佳負載RLcr)；主要用于發(fā)射機末級。（2）過壓狀態(tài)：較高（弱過壓狀態(tài)最高)；負載阻抗變化時，UC1基本不變；用于發(fā)射機中間級（3）欠壓狀態(tài)：P1較?。惠^低；PC大；輸出電壓不夠穩(wěn)定；很少采用，基極調(diào)幅電路工作于此狀態(tài)。三、高頻功放的外部特性

當(dāng)激勵源（Ubm)、負載(RL)或直流電源(UBB、UCC)發(fā)生變化時，都會影響到功放的工作狀態(tài)，改變輸出功率與效率；另一方面可以通過調(diào)整這些外部參量來改變功率放大器的性能。將外部參量變化時對功率放大器工作狀態(tài)及性能指標的影響稱為外部特性，包括:負載特性----RL的影響放大特性----Ubm

的影響調(diào)制特性----UBB、UCC的影響1、負載特性UBB及Uim固定時，ic(IC0IC1)都確定；RL直接影響輸出電壓振幅:RL增大，UC1增大。欠壓臨界過壓狀態(tài)RLRecrIC1mUC1mIC0欠壓過壓RLRecr欠壓過壓P1P0PC其他參數(shù)不變RL變化時，臨界狀態(tài)下輸出功率最大，輸出電壓和效率也接近最高。

2、振幅特性uce0icube以為例放大器的工作狀態(tài)變化:欠壓臨界過壓Ubm增大：uC1MIC1MIC0P0P1欠壓臨界過壓欠壓臨界過壓UimUim在欠壓區(qū)，輸出電壓振幅UC1m與輸入電壓振幅Uim近似呈線性關(guān)系：可以實現(xiàn)對振幅變化信號的線性放大。在過壓區(qū)，輸出電壓振幅UC1m近似呈現(xiàn)恒壓特性，可以實現(xiàn)對振幅變化信號的限幅。（1）基極調(diào)制特性：UBB的影響uce0ic增大UBB：放大器的工作狀態(tài)變化:欠壓臨界過壓UBB增大如左圖所示3、調(diào)制特性uC1mIC1mIC0欠壓0臨界過壓UBBP0P1欠壓0臨界過壓UBB在欠壓區(qū)，輸出電壓振幅UC1m與UBB近似呈線性關(guān)系：用一輸入信號（調(diào)制信號）代替UBB，可完成振幅調(diào)制----基極調(diào)幅。3、調(diào)制特性（2）集電極調(diào)制特性：UCC的影響uce0icUCC減小UCC：欠壓臨界過壓狀態(tài)UBBUbm不變：則ubemax、不變RL不變：則動特性斜率不變UCC改變：引起動特性平移UC1muce0UC1mIc1mIc0過壓臨界欠壓過壓臨界欠壓UCCUCCP1P0在過壓區(qū)，輸出電壓振幅UC1與UCC近似呈線性關(guān)系：用一輸入信號（調(diào)制信號）代替UCC，可完成振幅調(diào)制----集電極調(diào)幅。第三節(jié)高頻功放的高頻特性一、少子的渡越時間效應(yīng)基區(qū)少子到達集電極所需的時間稱為渡越時間。高頻情況下，發(fā)射結(jié)剛剛由正偏變?yōu)榉雌珪r，尚未到達集電極的少子會返回發(fā)射區(qū)，從而形成反向集電極電流，使集電極電流的波形出現(xiàn)失真、幅度下降，輸出功率也相應(yīng)減小。二、非線性電抗效應(yīng)（略）三、發(fā)射極引線電感的影響

在高頻大功率情況下，引線電感上的電壓降將會影響放大器的輸出功率。四、飽和管壓降的影響

在高頻情況下，因趨膚效應(yīng)，三極管的體電阻將增大，從而使飽和管壓降增大，管耗增大，放大器的效率降低。

第四節(jié)高頻功率放大器的實際電路饋電電源的連接方式：集電極饋電：串連饋電（三極管、負載回路和直流電源串連）并聯(lián)饋電（三部分并聯(lián)）基極饋電：串連饋電并聯(lián)饋電基本原則：使交、直流信號有各自正常的通路，相互間的影響盡可能的小，且要減小不必要的功率損耗。組成：高頻功放的輸入、輸出端管外電路均由直流饋電線路和匹配電路兩部分組成。一、直流饋電電路1、集電極饋電uCE=UCC-Uc1mcosωt(b)并聯(lián)饋電電路UCCLBCBCB1LCVT(a)串聯(lián)饋電電路UCCLBCBLCVT直流通路UCCLBLVT交流通路LBLCVT××CB直流通路UCCLBVT交流通路LCVT分布電容影響?。坏獿C處于直流高電位上，網(wǎng)絡(luò)元件安裝不方便。LC處于直流地電位上，網(wǎng)絡(luò)元件安裝方便；但分布參數(shù)直接影響網(wǎng)絡(luò)的調(diào)協(xié)。2、基極饋電uBE=UBB+Ubmcosωt丙類功放的基極偏置電壓UBB為負偏壓，實際電路中常采用自給偏壓的方法來產(chǎn)生UBB從而省去一個直流源。優(yōu)點：能自動維持放大器的穩(wěn)定性。有利于穩(wěn)定輸出電壓，但對于要求具有線性放大特性的放大器來說則不利。(a)射極自給偏壓CBVTRe(b)并聯(lián)饋電電路CBVTUR1R2CBLBVT自給偏壓電路例3-2:改錯*第一級輸入交流信號將流過直流電源，應(yīng)加扼流圈和濾波電容*第一級直流電源被輸入互感耦合回路的電感短路，就加隔直電容*第一級輸出的交流將流過直流電源，應(yīng)加扼流圈；交流另加旁路*第二級輸出的交流將流過直流電源，應(yīng)加扼流圈和濾波電容*第二級的直流電源將被輸出回路的電感短路，應(yīng)加隔直電容*第二級基極回路沒有直流通路，應(yīng)加一扼流圈二輸出匹配網(wǎng)絡(luò)輸入回路RsRLRiReIs輸出回路匹配網(wǎng)絡(luò)的作用：（1）在輸入端：實現(xiàn)信號源輸出阻抗與放大器輸入阻抗的匹配，以獲得最大的激勵功率；（2）在輸出端：將外界的負載電阻RL變換為放大器所需的最佳負載電阻Re，以保證輸出功率最大；還應(yīng)具有較好的濾波能力；（3）傳輸效率盡可能高，損耗盡可能小。實現(xiàn)方法：LC匹配網(wǎng)絡(luò)和耦合回路概述串、并聯(lián)阻抗變換RsXsXpRp轉(zhuǎn)換前后電抗值Xs和Xp相差很小，但轉(zhuǎn)換前后并聯(lián)電阻Rp>串聯(lián)電阻Rs。1、LC匹配網(wǎng)絡(luò)1>>==PPSSXRRXQ連接方式：L型、Π型和Т型三種圖（a）中求得:（只適于RP<RL的情況）RLReC(Xp)LRPC'(Xs)L(a)1)、L型網(wǎng)絡(luò)①高阻抗變低阻抗電路（L-1型）QRXRQXLPPs=.=,()21QRRLP+=可以用以下關(guān)系依次確定Q、C和L

Q=w0L/RP=w0CRL1-=PLRRQ圖（b）中求得：（只適于Re>RL的情況）RLRPCL(Xs)ReCL'(Xp)(b)LsPpRQXQRX.==,1)、L型網(wǎng)絡(luò)②低阻抗變高阻抗電路（L-Ⅱ型）Q=w0L/RL=w0CRP1-=LPRRQ()21QRRLP+=

例：設(shè)計一L型匹配網(wǎng)絡(luò)，天線（負載）端電阻R2=10Ω，要求f0=5MHz，功放臨界電阻RLcr=100Ω。解：應(yīng)采用低阻抗變高阻抗電路（L-Ⅱ型）。

2）Π型和Т型網(wǎng)絡(luò)對于L型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)RL與RP相差不大時，電路的選擇性會很差。T型、π型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)均由兩級L型電路組成，一級使阻抗變大（Q較大），另一級使阻抗變小（Q較大）。Cb為隔直電容C1、L1和C2構(gòu)成π型匹配網(wǎng)絡(luò)L2用于抵消天線的容抗集電極采用的是并聯(lián)饋電方式2.耦合回路為了將負載阻抗變換為放大器所需的最佳負載RP，減小結(jié)電容對選頻回路諧振頻率的影響，有時采用變壓器進行阻抗變換。右圖所示為課本原理電路圖3-1選頻回路的交流通道，應(yīng)有UC1m=p1Uom/p2三推挽連接線路高頻功率放大器采用推挽線路的目的提高輸出功率線性功率放大晶體管工作狀態(tài)：B（乙）類位置輸出級中間級C1C245pFCcC3C410pFLb280HL1L2VT505017pF16H0.01F97H16pFUCC(28V)LB280H四高頻功率放大器的實際電路第五節(jié)高頻功放、功率合成與射頻模塊放大器

一、D類高頻功率放大器

在C（丙）類高頻功放中，提高集電極效率是靠減小集電極電流的導(dǎo)通角實現(xiàn)的，但這樣同時會減小輸出功率。D（丁）類功率放大器的晶體管工作于開關(guān)狀態(tài)，管子導(dǎo)通時進入飽和區(qū)，器件內(nèi)阻接近于0，截止時電流為0，這樣可以使集電極功耗大為減小，效率大大提高。丁類功放分為電流開關(guān)型和電壓開關(guān)型兩種電路。D類高頻功放中兩只三極管工作在互補開關(guān)方式UCCVT1VT2A

L0C0RLuLiC1iL(a)

uAiC2CctiC1uAuLiC2(b)

ttt

兩個同型的三極管VT1、VT2相串聯(lián)，輸入變壓器為VT1、VT2提供相位相反的驅(qū)動電壓，使兩管交替飽和導(dǎo)通，A點處的電壓為方波，振幅為1、電壓開關(guān)型D類放大器cesCCLmUUU-=

相應(yīng)的電流電壓波形如圖（b）所示。負載電阻RL與L0、C0構(gòu)成高Q串聯(lián)諧振回路，當(dāng)它調(diào)諧于輸入信號頻率時，在負載上得到電壓uA的基波分量，實現(xiàn)高頻放大的目的。UCCVT1VT2A

L0C0RLuLiC1iL(a)

uAiC2CctiC1uAuLiC2(b)

ttt1、電壓開關(guān)型D類放大器基波電流振幅：輸出功率：

通過電源的平均電流分量：

電源供給功率：

理想情況下，兩管集電極損耗均為零，效率可達100%。若考慮飽和壓降不為0。實際工作中，三極管在飽和、截止之間的轉(zhuǎn)換需要一定的時間，uA不是理想方波，而是存在著上升沿和下降沿，轉(zhuǎn)換期間存在一定的電壓和電流，使管耗增加，效率降低，所以應(yīng)選擇開關(guān)時間短的高頻開關(guān)三極管或無電荷存儲效應(yīng)的VMOS場效應(yīng)管，并減小電路中的分布電容。coCC0IUP=1、電壓開關(guān)型D類放大器2、電流開關(guān)型D類放大器

電流型D類功放采用RLC并聯(lián)選頻電路（f0=fi），選頻電路的輸入信號是方波電流，uC為正弦波。忽略扼流圈的直流電阻，則二、E類高頻功率放大器D類放大器是由兩管組成的，而E類是由單管工作于開關(guān)狀態(tài)。它是通過選取適當(dāng)?shù)呢撦d網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，以便它的瞬態(tài)響應(yīng)最佳。對功率合成器的要求是：（1）如果每個放大器的輸出幅度相等，供給匹配負載的額定功率均為，放大器在負載上的總功率應(yīng)為。（2）合成器的輸入端應(yīng)彼此相互隔離，其中任何一個功率放大器損壞或出現(xiàn)故障時，對其他放大器助工作狀態(tài)不發(fā)生影響。三、功率合成器3）當(dāng)一個或數(shù)個放大器損壞時，要求負載上的功率下降要盡可能的小。4）滿足寬頻帶工作要求。在一定通帶范圍內(nèi)，功率輸出要平穩(wěn)，幅度及相位變化不能太大，同時保證阻抗匹配要求。1W

4W

11W

5W

11W

10W

5W

11W

5W

5W

11W

11W

11W

5W

19W

40W

35W

19W

10W

10W

10W

10W

5W

11W

三、功率合成器1、功率合成器的組成

在高頻功率放大器中，當(dāng)需要的輸出功率超過單個電子器件所能輸出的功率時，可以將多個電子器件的輸出功率疊加起來，這就是功率合成技術(shù)。

下圖是一個輸出功率為35W的功率合成器的組成框圖，三角形代表功率放大器，菱形代表功率分配或合成網(wǎng)絡(luò)。A

DCBRARBRCRD(a)

A

DCBRARBRDRC(b)

利用1：4傳輸線變壓器組成的混合網(wǎng)絡(luò)，可以實現(xiàn)功率合成與分配的功能，其基本電路如圖（a）所示。混合網(wǎng)絡(luò)有A、B、C、D四個端點，為了滿足網(wǎng)絡(luò)匹配的條件，取RA=RB=ZC=R，RC=ZC/2=R/2，RD=2ZC=2R，其中ZC是傳輸線變壓器的特性阻抗。在此基礎(chǔ)上，利用A、B、C、D四個端點適當(dāng)連接，可以實現(xiàn)功率合成與功率分配，圖（b）為變壓器形式的等效電路。2、功率合成與分配單元如下圖所示，將A、B兩端點分別接入兩個功率放大器的輸出端，若兩個輸出電壓為：RARBRCRDA

DCBII2I2I1I1I2I1US1US22U

U

U

根據(jù)傳輸線變壓器兩線圈中的電流大小相等，方向相反的原則在圖中表示出各個電流的流向。由于電路的對稱性，從A點流出的電流IA與B點流入的電流IB相等。在A點在B點

RD上獲得功率為

而A、B兩端每邊的輸出功率為

RD上獲得的功率等于A、B兩端輸出功率之和，而RC上沒有消耗功率，每個信號源的等效負載電阻為RARBRCRDA

DCBII2I2I1I1I2I1US1US22U

U

U

2、功率合成與分配單元同相激勵合成網(wǎng)絡(luò)下所示是一個同相激勵功率合成器。由圖可見，A、B兩端加以同相激勵電壓。同相激勵功率合成器2、功率合成與分配單元通常上二式相減，得RC上獲得功率為因為RA＝RB＝R，每一功率源送給負載的功率為RIRIPACAC222)2(==1IIIBA==02=DI因此，可得

由此可見，當(dāng)A、B兩端為同相激勵時，C端RC上獲得功率為

D端無功率輸出。

同理，當(dāng)其中一個激勵信號源為零時，單一輸入的激勵功率將在RC和RD上平分功率。非激勵端則無輸出，即A、B兩點互相隔離。BAPP+功率分配網(wǎng)絡(luò)

最常見的功率分配網(wǎng)絡(luò)是功率二分配器。這種分配網(wǎng)絡(luò)有兩個負載端。當(dāng)信號源向網(wǎng)絡(luò)輸入功率為P時，每一負載上獲得的功率為P/2。右圖是功率二分配器的原理圖。圖中傳輸線變壓器的阻抗變比為4:1。在C端與地之間接入內(nèi)阻為RC的信號源。兩個負載RA、RB分別接在A端、B端和地之間。在A端和B端之間還接人一個電阻RD。這個電阻稱為平衡電阻。通常,,

根據(jù)傳輸線變壓器的原理，當(dāng)傳輸線為理想無損耗，且匹配時，流過兩線圈中的電流大小應(yīng)相等，且輸入電壓與輸出電壓相等。則AB兩端電壓UAB為在A點,在B點可以得出從而可知加在A點對地與B點對地的電壓大小相等。RA和RB上獲得的功率相等。ID=0DABCT2T3T4T5T6