李新光-Y2014600102現(xiàn)代檢測技術(shù)基礎(chǔ)Chapter7

1恒流源型光電檢測電路的靜態(tài)計算光伏型光電檢測電路的靜態(tài)計算第七章光電信號檢測電路設(shè)計§7.2交變光信號檢測電路設(shè)計光電信號輸入電路動態(tài)工作狀態(tài)的計算光電檢測電路的頻率特性§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計§7.3光電信號檢測電路的噪聲估算檢測電路的噪聲等效處理典型光電檢測電路的噪聲估算2放大器噪聲前置放大器的低噪聲設(shè)計檢測器件和放大電路的連接第七章光電信號檢測電路設(shè)計§7.4光電信號的放大電路§7.5微弱光信號檢測技術(shù)鎖相放大器3光電轉(zhuǎn)換能力強;動態(tài)響應(yīng)速度快;信號檢測能力強;穩(wěn)定性\可靠性好.

光電信號檢測電路設(shè)計要求4

§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計一恒流源型光電檢測電路的靜態(tài)計算它是一組以輸入光照度和光通量為參量的曲線簇。在工作電壓比較小的范圍內(nèi)曲線呈彎曲的趨勢，并且有一轉(zhuǎn)折點M。隨著工作電壓的升高，曲線逐漸平直這種輸出電流隨器件端電壓增大而變化不大的性質(zhì)稱為恒流源特性。5§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計(一)圖解計算法U(I)=Ub-IRL

(7-1)特別適合于大信號狀態(tài)下的電路分析.6§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計RL減小，斜率增大，有可能超過功耗許可范圍；RL增大，直線可能越過轉(zhuǎn)折點M，進入非線性區(qū)。定性地看輸出信號波形是否發(fā)生畸變.最大工作電壓和耗散功率7§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計(二)解析計算法8§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計.折線化伏安可用下列參數(shù)確定特性:轉(zhuǎn)折電壓U0初始電導(dǎo)G0結(jié)間漏電導(dǎo)G光電靈敏度S S=Ip/PIp為光電流;P為光功率,P可以是光通量Φ或光照度E

Φ=AE(7-2);A為器件光敏面受光面積(二)解析計算法9§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計I=f(U,Φ)=Id+Ip=GU+SΦ

(7-3)光通量做微小變化時:dI=GdU+SdΦ(7-4)1確定線性工作區(qū)由Φmax----確定轉(zhuǎn)折點M.在線段MN上有:G0U0=GU0+SΦmax(7-5)由此可得:Uo=SΦmax/(G0-G)或G0=G+SΦmax/U0(7-6)10§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計2計算負載電阻和偏置電壓由圖(7-5(a))中的圖示關(guān)系可得:(Ub－U0)GL=G0U0當Ub已知時,可得(由Uo=SΦmax/(G0-G)

)：GL=G0U0/(Ub-U0)=SΦmax/(Ub(1－G/G0)－

SΦmax/G0)RL=1/GL(7-7)可計算偏置電源電壓Ub為

Ub=SΦmax(GL+G0)/(GL(G0-G))(7-8)11§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計12§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計3計算輸出電壓幅度由圖(7-5(b))中M和H點的電流值計算得到

GL(Ub－Umax)=GUmax+SΦmin(H點)GL(Ub－U0)=GU0+SΦmax(M點)解上兩式得: Umax=(GLUb-SΦmin)/(G+GL) U0=(GLUb-SΦmax)/(G+GL)

△U=S(Φmax－Φmin)/(G+GL)(7-9)13§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計4計算輸出電流幅度5計算輸出電功率由圖7-5（b)可得：ΔI=Imax–Imin=ΔUGL代入式（7-9）得：ΔI=S(Φmax－Φmin)/(1+G/GL)≈S(Φmax－Φmin)當GL>>G時P=ΔUΔI=GLΔU2=GL(SΔΦ/(G+GL))^214二,光伏型光電檢測電路設(shè)計的靜態(tài)計算15(一),光伏型器件輸入電路的型式太陽能電池電路時Ub為蓄電池16(二),無偏置輸入電路的靜態(tài)計算17§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計RM對應(yīng)于光通量3時輸出功率最大18§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計19§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計也可以取0.6Uoc對應(yīng)的點與原點連線來確定線性區(qū)間20三,可變電阻型光電檢測電路的靜態(tài)計算(一),簡單輸入電路21(二),電橋輸入電路22§7.2交變光信號檢測電路設(shè)計

在許多場合下，光電檢測電路接收到的是隨時間變化的光信號，如瞬變光信號或各種類型的調(diào)制光信號，這類信號稱為交變光信號，其特點是信號中包含著豐富的頻率分量，當信號微弱時．還需要多級放大等。與緩變光信號檢測電路的設(shè)計不同，在分析和設(shè)計交變光信號檢測電路時，需要解決下面的動態(tài)計算問題：（1）確定檢測電路的動態(tài)工作狀態(tài)．使在交變光信號作用下負載上能獲得最小非線性失真的電信號輸出。（2）使檢測電路具有足夠?qū)挼念l率響應(yīng)．以能對復(fù)雜的瞬變光信號或周期光信號進行無頻率失真的變換和傳輸。在本節(jié)里．我們將分別討論這兩方面的問題。23§7.2交變光信號檢測電路設(shè)計一、光電信號輸入電路動態(tài)工作狀態(tài)的計算

為提供光電檢測器件正常的工作條件，首先要在交變光信號輸入電路中建立直流工作點。另一方面輸入電路和后續(xù)電路通常是依靠阻容連接等多種方式相耦合的。后續(xù)電路的等效輸入阻抗將和輸入電路的直流負載電阻并聯(lián)作為檢測器的交流負載。這是不同于上一節(jié)中靜態(tài)計算的主要區(qū)別之一?，F(xiàn)以光電二極管和光電池為例介紹其交流檢測電路的動態(tài)計算方法。24§7.2交變光信號檢測電路設(shè)計7--15反向偏置光電二極管交流檢測電路及圖解計算（a）檢測電路（b）圖解法

25§7.2交變光信號檢測電路設(shè)計

(一)光電二極管交流檢測電路

圖7-15(a)給出了反自偏置光電二極管交流檢測電路的基本形式。首先確定在交變光信號作用下電路的最佳工作狀態(tài)。假定輸入光照度為正弦變化即e=E0+Emsinωt，光照度的變化范圍為E0±Em。若在信號通頻帶范圍內(nèi)，耦合電容Cc可認為是短路．則等效交流負載電阻是Rb和RL并聯(lián)。對應(yīng)的交流負載線MN應(yīng)該通過特性曲線的轉(zhuǎn)折點見圖7-15(b)，以便能充分利用器件的線性區(qū)間，其斜率由Rb和RL的并聯(lián)電阻決定。交流負載線與光照度E=E0對應(yīng)的伏安特性相交于Q點。該點對應(yīng)交變輸入光照度的直流分量．是輸入直流偏置電路的靜態(tài)工作點。26通過Q點作直流負載線可以圖解得到偏置電阻Rb和電源Ub的值。下面我們來計算負載RL上的輸出電壓和輸出功率值。負載電阻上的輸出電壓峰值Um?？衫脠D(b)

中陰影線三角形MHQ的數(shù)值關(guān)系計算。若交流負載線的斜率是GL+Gb，設(shè)交流負載總電流峰值為Im，則有

27另一方面，在圖中的線段上有電流關(guān)系代入上式有（7-34）負載電阻上的輸出功率為式中是負載電阻RL

的電流峰值，將式（7-34）代入上式有，28由PL對RL求偏微分計算最大功率輸出下的負載電阻RL0=1/GL0,可得

GL0=Gb+g

把上式代人式(7-34)和(7-35)可得阻抗匹配條件下負載的輸出電壓峰值Um0、最大輸出功率有效值PLm和輸出電流峰值Im0為

（7-36）（7-37）（7-38）

（7-35）29最大功率輸出條件的直流偏置電阻Rb0

和電源電壓Ub

可用解析法計算，靜態(tài)工作點Q的電流值的伏安特性有由負載線有

求解以上二式有30另一方面，在電壓軸上工作點Q處的電壓為比較前二式可計算出或（7-39）31(二)光電池交流檢測電路

圖7-16(a)是光電池交流檢測電路。圖(b)是處于線性區(qū)域的工作特性圖解，圖中直流負載是通過原點斜率為Gb的直線。當輸入光照度為e=E0+Emsinωt

時光電池特性曲線中對應(yīng)于E=E0的曲線與直流負載線相交于Q點，Q是靜態(tài)工作點。交流負載線通過Q點．斜率為Gb+GL，該負載線與最大輸入光照度e=E0+Em對應(yīng)的光電池曲線相交于M點。M點的電壓Um應(yīng)滿足32§7.2交變光信號檢測電路設(shè)計33

UM=UQ+Um≤0.7Uoc。(7-40)式中Um是與正弦輸入的光照度相對應(yīng)的輔出電壓峰值。對于GL=Gb=GL0的最大功率輸出條件下的輸出電壓、功率和電流有類似式(7-36)、(7-37)和(7-38)的形式。偏置電阻的數(shù)值可計算為

（7-41)34

二、光電檢測電路的頻率特性

光電器件自身的慣性和檢測電路的耦合電容、分布電容等非電阻性參數(shù)的存在使光電檢測電路需要一個過渡過程才能對快速變化的輸入光信號建立穩(wěn)定的響應(yīng)。通常采用時域分析法和頻域法來表征這種動態(tài)響應(yīng)能力，在檢測技術(shù)中常采用頻域分析法。需要指出的是，在光電器件以各種耦合方式和電路器件組成檢測電路時，其綜合動態(tài)特性不僅與光電器件本身有關(guān)，而且主要取決于電路的形式和阻容參數(shù)，需要進行合理的設(shè)計才能充分發(fā)揮器件的固有性質(zhì)，達到預(yù)期的動態(tài)要求。工程上描述檢測通道頻率響應(yīng)的參數(shù)是通道的通頻帶△F，它是檢測電路上限和下限截止頻率所包括的頻率范圍?！鱂愈大，信號通過能力愈強。本節(jié)將以器件等效電路為基礎(chǔ)，介紹檢測電路的頻率特性，并給出根據(jù)被測信號的技術(shù)要求設(shè)計檢測電路的實例。35(一)光電檢測電路的高頻特性36

式中叫是輸入光照度；iL是負載電流；ib是偏置電流，Cj是光電二極管結(jié)電容；ij是結(jié)電容電流；ig是光電二極管反向漏電流。式中各光電量均是復(fù)數(shù)值。求解上述方程可得

(7-42)

37

將式(7-42)改寫成下述形式

(7-43)式中

(7-43)（7-44）稱為檢測電路的時間常數(shù)。由式(7--43)可見檢測電路的頻率特性不僅與光電二極管參數(shù)Cj和g有關(guān)，而且取決于放大電路的參數(shù)GL和Gb。38

對應(yīng)檢測電路的不同工作狀態(tài)，頻率特性式(7—43)可有不同的簡化形式。

(1)給定輸入光照度，希望在負載上獲得最大功率輸出時。要求滿足

RL=Rbg<<Gb此時

時間常數(shù)

上限頻率

39

(2)電壓放大時希望在負載上獲得最大電壓輸出，要求滿足此時

40

時間常數(shù)和上限頻率分別為

(7-47)

(3)電流放大時希望在負載上獲取最大電流，要求滿足

RL<<Rb

且g很小

此時

(7-48)時間常數(shù)和上限頻率分別為

(7-49)41

總結(jié)1、為了從光電二極管中得到足夠的信號功率和電壓，RL和Rb不能很小,但阻值過大又會使高頻截止頻率下降，降低了通頻帶寬度，因此負載的選擇要根據(jù)增益和帶寬的要求綜合考慮。2、只有在電流放大的情況下才允許R取的很小,并通過后級放大得到足夠的增益.因此，通常采用低輸人阻抗高增益的電流放大器使檢測器件工作在電流放大狀態(tài),以提高頻率響應(yīng).而放大器的高增益可在不改變信號通頻帶的情況下提高信號的輸出電壓.42

(二)光電檢測電路的綜合頻率特性在前面的討論中為了強調(diào)說明負載電阻對頻率特性的影響，忽略了電路中隔直流電容和分布電容等的影響，而這些參數(shù)是確定電路通頻帶的重要因素。下面我們來介紹檢測電路的綜合頻率特性。圖7－18(a)是光電二極管交流檢測電路，圖(b)是它的等效電路，圖中C0是電路的布線電容，Ci是放大器的輸入電容，CC是級間耦合電容。輸入電路的頻率特性可寫成

(7-50)

式中

43

式（7--52）的圖解表示在圖7—18（C）中，圖中的虛線表示實際的對數(shù)特性，折線是規(guī)整化的特性，圖7-18光電二極管交流檢測電路及其等效電路和對數(shù)頻率特性檢測電路b等效電路c)對數(shù)頻率特性4445對應(yīng)的對數(shù)頻率特性曲線-20dB／(10倍頻程)的斜率下降，在處曲線數(shù)值比中頻段下降3dB，稱作高頻或上限截止頻率。頻率特性的高頻衰減主要是因為電路中各電容給出抗

，和隨的增加而減少，電容分流作用的加大使輸出信號變小的緣故。

由圖中可以看到綜合對數(shù)頻率特性可分為三個頻段：（1）高頻段（），在此頻段內(nèi)，頻率特性可簡化為(式7-50分母第一項為jT1)（7-53）46

(2)中頻段（），此頻段的中心頻率為，頻率滿足和,相應(yīng)的頻率特性為

.(7-54)

這表明在中頻段范圍內(nèi)輸入電路可看作是理想的比例環(huán)節(jié)。通常將之間的頻

率區(qū)間稱作電路的通頻帶。47(3)低頻段()此頻段內(nèi)的頻率特性可簡化為(式7-50分母后一項近似為1)

相應(yīng)的對數(shù)頻率特性曲線以20dB／(10倍頻程)的斜率上升,在處曲線轉(zhuǎn)平，曲線數(shù)值比中頻段下降3dB，稱作低頻或下限截止頻率，這是檢測電路可能檢測的低頻信號的極限。頻率特性低頻衰減的物理原因是電路中串聯(lián)耦合電容Cc的容抗l／jCc隨的減少而增大，信號在電容上壓降的提高使輸出信號變小。48（三）光電檢測電路頻率特性的設(shè)計

在保證所需檢測靈敏度的前提下獲得最好的線性不失真和頻率不失真是光電檢測電路設(shè)計的兩個基本要求，前者屬于靜態(tài)設(shè)計的基本內(nèi)容，后者是檢測電路頻率特性設(shè)計需要解決的問題。多數(shù)情況下快速變化的復(fù)雜信號可以看作是若干不同諧波分量的疊加，對于確定的環(huán)節(jié)，描述它對不同諧波輸入信號的響應(yīng)能力的頻率特性是唯一確定的，對于多級檢測系統(tǒng)可以用其組成單元的頻率特性間的簡單計算得到系統(tǒng)的綜合頻率特性，有利于復(fù)雜系統(tǒng)的綜合分析。49

信號的頻率失真會使某些諧波分量的幅度和相位發(fā)生變化導(dǎo)致合成波形的畸形。因此，為避免頻率失真，保證信號的全部頻譜分量不產(chǎn)生非均勻的幅度衰減和附加的相位變化，檢測電路的通頻帶應(yīng)以足夠的寬裕度覆蓋住光信號的頻譜分布。檢測電路頻率特性的設(shè)計大體包括下列三個基本內(nèi)容：

(1)對輸入光信號進行傅里葉頻譜分析，確定信號的頻譜分布。

(2)確定多級光電檢測電路的允許通頻帶寬和上限截止頻率。

(3)根據(jù)級聯(lián)系統(tǒng)的帶寬計算方法，確定單級檢測電路的阻容參數(shù)。

50下面通過一個實例說明頻率特性設(shè)計的方法。

例：用2DU1型光電二極管和兩級相同的放大器組成光電檢測電路。被測光信號的波形如圖7—19所示，脈沖重復(fù)頻率f=200kHz，脈寬t0=0.5微妙，脈沖幅度1V，設(shè)光電二極管的結(jié)電容cj=3pF，輸入電路的分布電容C0=5pF，設(shè)計該電路的阻容參數(shù)。

51

52解:①首先分析輸入光信號頻譜,確定檢測電路的總頻帶寬度

根據(jù)博里葉變換函數(shù)表，對應(yīng)圖7—19(a)的時序信號波形，可以得到如圖7—19(b)所示的頻譜分布圖。周期為T=1／f的方波脈沖時序信號，其頻譜是離散的，譜線的頻率間隔為

△f=1／T=200kH

頻譜包絡(luò)線零值點的分布間隔為

F=l／t0=2MHz

選取頻譜包絡(luò)線的第二峰值作為信號的高頻截止頻率，如圖所示對應(yīng)第二波峰包含15個諧波成分，高頻截止頻率fHC取為

fHC=200kHz×15=3MHz

此時可認為是不失真?zhèn)鬏敗?3

頻譜的零頻分量確定信號的直流成分，不影響變化的波形。但為采用交流放大可利用阻容耦合電路隔直。取低頻截止頻率為200Hz，則檢測放大器的總頻帶寬為fH=3MHz，fL=200Hz，帶寬近似為△F≈3MHz。

②確定級聯(lián)各級電路的頻帶寬

根據(jù)設(shè)計要求，檢測電路由輸入電路和兩級相同的放大器串聯(lián)組成。設(shè)三級帶寬相同，根據(jù)電子學(xué)中系統(tǒng)頻帶寬的計算公式，相同n級級聯(lián)放大器的高頻截止頻率fnHC為

式中，fHC是單級高頻截止頻率54將fnHC=fH=3MHz和n=3代入上式，可算出單級高頻截止頗率fHC。

即單級高頻截止頗率為6MHz。

類似地，單級低頻截止頻率fLC和多級低頻截止頻率fnLC之間有下列關(guān)系

對于fnLC=200Hz，可據(jù)此計算出fLC=102HZ

55③計算輸入電路參數(shù)

帶寬為6MHz的輸入電路宜采用電流放大方式，此時利用前述有關(guān)式子(7-49)可計算出

選為2kΩ，此處RL為后級放大器的輸入阻抗，為保證RL<<Rb，取Rb=(10~20)RL，即Rb=10RL=20kΩ．

耦合電容C值是由低頻截止頻率決定的。由下式

和fLC=102Hz，計算C值為

取為C=1uF，對于第一級耦合電容可適當增大10倍，取電容值為10uF56④選擇放大電路

選用二級通用的寬帶運算放大器，放大器輸入阻抗小于2kΩ，放大器通頻帶要求為6MHz，取為10MHz。

按前述計算得到的檢測電路如圖(c)所示。圖中，輸入電路的直流電源電壓50V，低于2DU1型光電二極管的最大反向電壓。并聯(lián)的500uF電容用以濾除電源的波動。為減少Cc電解電容寄生電感的影響，并聯(lián)了Cp=200pF的電容。57恒流源型光電檢測電路的靜態(tài)計算光伏型光電檢測電路的靜態(tài)計算第七章光電信號檢測電路設(shè)計§7.2交變光信號檢測電路設(shè)計光電信號輸入電路動態(tài)工作狀態(tài)的計算光電檢測電路的頻率特性

§7.1緩變光信號檢測電路設(shè)計

§7.3光電信號檢測電路的噪聲估算檢測電路的噪聲等效處理典型光電檢測電路的噪聲估算58放大器噪聲前置放大器的低噪聲設(shè)計檢測器件和放大電路的連接第七章光電信號檢測電路設(shè)計

§7.4光電信號的放大電路

§7.5微弱光信號檢測技術(shù)鎖相放大器59第三節(jié)光電信號檢測電路的噪聲估算

探測器在光電轉(zhuǎn)換過程中，不僅給出探測信號電壓或信號電流，還會伴隨輸出無用或虛假的信號即噪聲電壓或噪聲電流，噪聲是一種隨機過程，它的波形和瞬時振幅以及相位都隨時間無規(guī)則變化，因此無法精確測量，所以不能當做具體的處理對象。而只能用統(tǒng)計的理論和方法去處理。根據(jù)噪聲產(chǎn)生的原因，可以把噪聲分為系統(tǒng)的外部噪聲和內(nèi)部噪聲兩種。外部噪聲實際上屬于外部擾動，包括輻射源的隨機被動和附加的光調(diào)制、光路傳輸介質(zhì)的湍流和背景起伏、雜散光的入射以及檢測系統(tǒng)所受到的電磁干擾等。這些擾動可以通過穩(wěn)定輻射光源、遮斷雜光、選擇偏振面或濾色光片以及電氣屏蔽、電干擾濾波等措施加以改善或消除。60

系統(tǒng)的內(nèi)部噪聲主要是光電檢測器件和檢測電路等的器件固有噪聲，這種噪聲是基本物理過程所決定的、是不可能人為消除的。光電信號的處理過程中，核心問題之一就是有關(guān)噪聲干擾的分析以及如何從噪聲中提取微弱的有用信號。由于內(nèi)部噪聲是隨機起伏的．覆蓋在很寬的頻譜范圍內(nèi)，它們和有用信號同時存在，相互混淆會顯然地影響到信號探測的準確性和限制檢測系統(tǒng)分辨率的提高。因此，在光電檢測電路設(shè)計中，要進行綜合噪聲估算“確?？煽繖z測所必需的信噪比。61一、檢測電路的噪聲等效處理

光輻射探測器中存在的內(nèi)部噪聲主要有熱噪聲,散粒噪聲,半導(dǎo)體中的產(chǎn)生一復(fù)合噪聲和閃爍(或l／f)噪聲.一個探測系統(tǒng)中，探測器產(chǎn)生的噪聲相對于系繞中前置放大器和其它信號處理部件所產(chǎn)生的噪聲對系統(tǒng)性能的影響要大得多。所以了解這些噪聲的性質(zhì)，降低探測器的噪聲，對系統(tǒng)的構(gòu)成和性能的改善十分重要。一般，光電檢測器件中的主要噪聲是指熱噪聲和散粒噪聲。 在任何導(dǎo)電體中，由于電子不停地無規(guī)則熱運動,形成與此相應(yīng)的瞬時無規(guī)則電流,雖然該電流在長時間內(nèi)平均值為零，但在短時間間隔或?qū)w局部卻可產(chǎn)生電流的無規(guī)則起伏而形成噪聲。由于電子無規(guī)則熱運動的均方速率與絕對溫度成正比,所以稱這樣產(chǎn)生的噪聲為熱噪聲．它是電阻性電路器件的共性噪聲。噪聲電壓均方值取決于材料的溫度，并有關(guān)系

(7-58)式中，K是波爾茲曼常數(shù)；T是材料的絕對溫度，R(f)表示電阻隨頻率的變化關(guān)系；f=f1-f2是熱噪聲的頻譜分布寬度在純電阻的簡單情況下，R與頻譜無關(guān)，式(7—58)變?yōu)?/p>

(759)62

相應(yīng)的噪聲電流均方值為

在溫度一定時，熱噪聲只與電阻和通帶有關(guān)，故熱噪聲又稱電阻噪聲或白噪聲．這種噪聲在任何頻率上單位帶寬中的噪聲功率具有同樣數(shù)值，與頻率高低無關(guān)。其噪聲功率隨頻率的分布即噪聲功率譜是平坦的。當所取的帶寬愈大．噪聲功率也愈大。當然并不是帶寬無限增高，噪聲功率會無限增大。在常溫下，式(759)可適合于1012Hz頻率以下范圍,當溫度為T=300K時，KT=4.14×10-21，電阻的噪聲電壓和電流有效值變成例如·對于室溫下的1電阻,如果檢測電路的放大倍數(shù)為1．則輸出的熱噪聲電壓有效值在電路通頻帶為△f=30kHz時是22.3，通頻帶為10MHz時是400，而整個白噪聲的輸出電壓為413mV．由此可見檢測電路通頻帶對白噪聲輸出電壓有很強的抑制作用如圖7-20(a)。光電探測器中的散粒噪聲是光輻射隨機起伏導(dǎo)致的光電流的隨機起伏所造成的。在光電管中光電子從材料表面逸出的隨機性和P-N結(jié)中載流子過結(jié)數(shù)目的隨機性都是這種散粒噪聲源。此外，光輻射中光子到達率的起伏在某些探測器光電轉(zhuǎn)換后也表現(xiàn)為散粒噪聲。散粒噪聲還存在于晶體二極管和三極管中。63

圖(7-20)熱噪聲的功率譜分布和等效噪聲帶寬

（a)熱噪聲的功率(b)等效噪聲帶寬

散粒噪聲的量值不取決于溫度，而由流過器件的平均電流決定。若器件的通頻帶為△f，它的散粒噪聲電流均方值為

式中：q為電子電荷量：IDC為光電流平均值．64

相應(yīng)的噪聲電流有效值In和在負載電阻上引起的噪聲電壓Un分別為

(7-60)(7-61)

可以看出,散粒噪聲也是與頻率無關(guān)的白噪聲。光電檢測器輸入電路由光電器件和阻容元件組合而成，電路的噪聲不僅來源于光電器件，而且受電路器件特別是前級輸入電路器件的影響。對這些不同類型的元器件，在作噪聲估算時，為了計算方便，工程上常常要進行等效處理。即將各種器件的噪聲等效為相同形式的均方值(或有效值)電流源的形式，這樣便于與其它電路器件一起以統(tǒng)一的方式建立起等效噪聲電路。65

簡單電阻的噪聲等效電路表示在圖7-21中，它由熱噪聲電流源和電阻并聯(lián)。對于由兩個電阻R1和R2串(并)聯(lián)組成的合成電路，可以證明，綜合噪聲電流等于合成電阻提供的噪聲電流，并表示為

(7-62)式中，在串聯(lián)情況下，在并聯(lián)情況下。在更為復(fù)雜的情況下，應(yīng)先將所有電阻合成，畫出簡化電路，然后根據(jù)式(7-62)確定噪聲等效電流源。

圖7-21熱噪聲等效電流源66

在電阻和電容c并聯(lián)的情況下，電容c的頻率特性使合成阻抗隨頻率的增加而減少，合成電阻可表示為

(7-63)將上式代入式(7－58)中，沿f=0～，對R(f)積分得

變換積分變量使，代入上式得將上式改變成如式(7-63)類似的形式，為此在分子分母上同乘以因子４R則有

(7-64)67

比較式(7-64)和(7-59)可以發(fā)現(xiàn),1／(4RC)和△f是對應(yīng)的，定義l／(4RC)為噪聲等效帶寬,并用△fe表示，即

(7-65)

上式表明，并聯(lián)RC電路對噪聲的影響相當于使電阻熱噪聲的頻譜分布由白噪聲變窄為等效噪聲帶寬△fe,它的物理意義可由圖7-20(b)看到，頻帶變窄后的噪聲非均勻分布曲線所包圍的圖形面積等于以△fe為帶寬，4KTR為恒定幅值的矩形區(qū)的面積。也就是說用均勻等幅的等效帶寬代替了實際噪聲頻譜的不均勻分布。這樣，式(7-64)可改寫為

(7-66)這就是阻容電路熱噪聲的一般表示式。附帶指出，等效帶寬的概念同樣適用于散粒噪聲的計算。68三、典型光電檢測電路的噪聲估算檢測電路噪聲估算的目的是：（1）確定器件和電路的固有噪聲電平。（2）計算信噪比。（3）估算出為保證可靠檢測所必須的最小輸入光功率值。噪聲估算的具體步驟如下：（1）確定檢測器件和前級電路的噪聲源；（2）計算等效電阻和復(fù)合阻抗下的噪聲等效帶寬，畫出檢測電路的噪聲等效電路；（3）根據(jù)噪聲等效電路計算噪聲輸出電壓、信噪比和最小輸入光功率值。69下面以光電倍增管為例，介紹光電檢測電路的噪聲估算方法。

由前所述，光電倍增管噪聲主要來源是光陰極光電發(fā)射的隨機性和各倍增極二次電子發(fā)射的隨機性，同時也與背景光或信號光中的直流分量有關(guān)。倍增管陽極電流的散粒噪聲有效值表示為

式中，M是倍增系統(tǒng)放大倍數(shù)；是噪聲增強因子，對靜電聚焦型結(jié)構(gòu)，在1.5～3.0之間。

倍增管檢測電路負載電阻R上的熱噪聲電流為

因此，負載電阻上總的噪聲輸出電流為

70可以證明，對大多數(shù)倍增管檢測電路，上式中的第二項熱噪聲同第一項散粒噪聲相比是很小的。例如，在Ik(陰極電流的平均值)=的條件下，關(guān)系式就能成立，

所以總的噪聲輸出電流IN變成

式中，陽極電流IA是暗電流Id和光電流直流分量IAO的總和。71

在檢測閾值光通量的弱光情況下，有IAO=0，此時的總噪聲電流INm取決于暗電流Id,有

負載電阻R上的噪聲輸出電壓為72

對于負載電阻R上有并聯(lián)電容的情況則△f根據(jù)式(7—65)有

△f=△fe=1／（4RC）

倍增管檢測電路及噪聲等效電路表示在圖7—22中。

陽極輸出總信噪比SNRA是直流光電流IA與噪聲電流有效值IN之比值

73

即

靈敏閾Φsmin是暗電流噪聲電流有效值INm與陽極靈敏度之比值

比靈敏閾為

式子，對于純電阻情況下△f=△F是后級放大器通頻帶。在只有并聯(lián)電容的情況下，有△f=△fe=1／(4RC)，△F=

1／(2πRC)。A為光電陰極光敏面積.

74例:光電倍增管的陰極積分靈敏度SK=30微安/流明，陽極積分靈敏度SA=10A/Lm，陽極暗電流Id=4微安，輸入電路是電阻R=105歐姆和電容C0=0.1微法的并聯(lián)，陰極面積為80mm2，要求信號電流為IL=10-4A，計算陽極噪聲電流，負載上的噪聲電壓和信噪比。解：（1）等效噪聲帶寬和檢測電路高頻截止頻率分別為（2）陽極噪聲電流和負載上的噪聲電壓散粒噪聲電流75式中，取2.5，則

M=SA/SK=10/(30×10-6)=0.3×106熱噪聲電流總噪聲電流負載上的噪聲電壓（3）信噪比信噪比為76

第四節(jié)光電信號的放大電路

光電系統(tǒng)中，光電檢測器件所接收的光信號十分微弱，光電檢測器件輸出的信號，往往被深埋在噪聲之中，要有效地利用這種信號，就必須對其進行放大。光電檢測系統(tǒng)中，光電器件的輸出端都緊密連接一個低噪聲前置放大器，它的任務(wù)是：放大光電檢測器件所輸出的微弱電信號；匹配后置處理電路與檢測器件之間的阻抗。對前置放大器的要求是：低噪聲、高增益、低輸出阻抗、足夠的信號帶寬與負載能力，以及良好的線性和抗干擾能力。在結(jié)構(gòu)上要求緊湊、靠近檢測器件、良好的接地與屏蔽。通常要求性能良好的低噪聲放大器作為光檢測器件的前置放大器。因此，如何設(shè)計和應(yīng)用低噪聲放大器，如何將一定偏置狀態(tài)下的檢測器件與前置放大器耦合是必須考慮的重要問題。77一、放大器噪聲

(一)放大器的噪聲電壓電流模型

任何放大器本身就是一個噪聲源，對某些光電檢測器件，還可能是一個主要的噪聲源。一個放大器是由許多有源器件(晶體管、集成電路等)和無源器件(電阻、電感、電容等)組成的，它們都會引起噪聲。為了簡化對放大器噪聲的分析，通常把放大器內(nèi)的所有噪聲源都折算到輸入端，也就是用一個阻抗為零的噪聲電壓發(fā)生器En串聯(lián)在輸入端，用一個阻抗為無限大的噪聲電流發(fā)生器In，并聯(lián)在輸入端，而放大器本身則被假設(shè)為一個無噪聲的理想的放大電路。這個模型稱為放大器的En—In噪聲模型，如圖7—23所示。

為了使分析和計算更進一步簡化，常希望用一個等效輸入噪聲Eni來表示放大器的三個輸入噪聲源En,In和Ens.具體說來就是將放大器內(nèi)外全部噪聲源用一個等效到信號源處的噪聲源Eni來代表.由圖7—23可用簡單的分流和分壓原理求得78Vs為信號源電壓;Rs為信號源內(nèi)阻（或光電器件，傳感器內(nèi)阻）;Ens為信號源內(nèi)阻上的熱噪聲電壓;Zi為放大器輸入阻抗;Av為放大器電壓增益;Vso，Eno分別為放大器總輸出信號和輸出噪聲。79式中At為從信號源到放大器輸出端的傳遞函數(shù)，又稱系統(tǒng)的增益，它與放大器增益不相同，At不僅與放大器有關(guān)，還與信號源內(nèi)阻Rs有關(guān)。即

將式(7—69)代入上式得

定義等效輸入噪聲電壓為

將式(7—70）代入式(7—73)中，得到

80式(7—74)表明，如果使Rs等于零，則Ens,InRs兩項均為零，這樣得到的等效輸入噪聲就是電壓發(fā)生器En。因此，在Rs=0(即放大器輸入端短路)條件下測量的總輸出噪聲，即為AvEn，然后除以放大器增益Av，就得到En。要測量In必須使InRs占優(yōu)勢，常采用大的信號源電阻(或輸入端開路)條件下，測得放大器輸出噪聲電壓，除以系統(tǒng)增益At和Rs,就得到In，用這種測量方法估量放大器噪聲性能是很實用和方便的.81

（二）放大器噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)是用來衡量前置放大器噪聲性能好壞的常用指標。定義放大器的噪聲系數(shù)F為

將上式分子分母同除以放大器的功率增益Ap，則噪聲系數(shù)F又可表示為

由式(7—74)、(7—76)，噪聲系數(shù)F又可寫作

82

上述式子表明,對于一個理想的無噪聲的放大器,F=1;相反，對于本身有噪聲的放大器,F>1。F越大放大器本身的噪聲電平越高,也就是說放大器引入的噪聲比一個源電阻RS引起的熱噪聲大得多。另外,在信號源電阻Rs的噪聲比較大時,盡管放大器噪聲并不一定很小,但只要它與源電阻噪聲比值較小,

也可有F≈1,這說明,對于噪聲較大的光電檢測器件來說,放大器的制作就變得十分容易,盡管放大器噪聲En和In并不太低,仍可使系統(tǒng)的噪聲系數(shù)F接近于1。其次還可以看出噪聲系數(shù)F與源電阻RS,帶寬△f有關(guān)。

噪聲系數(shù)習(xí)慣上用分貝(dB)表示。即

NF=l0lgF

理想的無噪聲放大器NF=0dB,實際的NF總是大于零的,低噪聲設(shè)計的目的就是要使NF值盡可能的小。83(三)最佳源電阻和最小噪聲系數(shù)

由式(7—77)可知,當源電阻RS很小時,第二項很大,第三項很小,因而F很大.當源電阻很大時,第二項很小,第三項很大,因而F也很大.當源電阻取中間某一值時,即滿足=0的條件下,F有最小值,相應(yīng)的Rs稱為最佳源電阻.此時

信號源電阻等于最佳源電阻，

噪聲系數(shù)為最小的情況,稱做噪聲匹配。

84(四)級聯(lián)放大器的噪聲系數(shù)和等效輸入噪聲

一個實際的放大器常常是由許多單級電路組合起來的，這種級聯(lián)放大器能夠保證增益、頻響和阻抗特性等指標滿足要求。衡量級聯(lián)放大器噪聲性能的好壞，仍然采用噪聲系數(shù)或等效輸入噪聲的概念。

公式推導(dǎo)表明，如果級聯(lián)放大器的第一功率增益或電壓增益足夠大，那么總的噪聲系數(shù)F便主要由第一級的噪聲系數(shù)F1決定。因此，級聯(lián)放大器的設(shè)計，要盡量提高第一級的功率增益或電壓增益，盡量壓低第一級的噪聲。

級聯(lián)放大器的噪聲系數(shù)弗里斯公式[Friis]:注意：各級噪聲系數(shù)對總噪聲系數(shù)的影響是不同的，越是前級影響越大。如果K1足夠大，系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)F主要取決于第一級的噪聲系數(shù)

F1

。放大器功率增益

A

B

C例：用三個放大器串級聯(lián)接來放大微小信號，其功率增益和噪聲系數(shù)如下表：如何聯(lián)接才能使總的噪聲系數(shù)最??？解：三個放大器中F最小的放大器A應(yīng)該用作第一級。兩種聯(lián)接排列：(a)A、B、C或(b)A、C、B增益換算為倍數(shù)：（a）A、B、C排列（b）A、C、B排列幾種常用運算放大器的噪聲指標(表中fce為噪聲電壓拐點頻率，ｆｃｉ為噪聲電流拐點頻率（ｅＮ和ｉＮ通常為大于拐點頻率的值）)型號202000.552000PM15612500.01<100OP-0710100.150OP-27/3732.70.4140OPA10181000.002―HA90971000.22000LT1012142.50.006120NE5534A41000.4200MAX4102.4901.2220881、根據(jù)低噪聲前放的NF（db）值，計算等效輸入噪聲Eni

理想的無噪聲放大器的F=1，即NF=0，一個實際的質(zhì)量好的低噪聲前置放大器其ＮＦ值可以做到０．０５ｄｂ，甚至更低。生產(chǎn)廠商出售低噪聲前放時，都負有相關(guān)的技術(shù)資料，其中就包括提供各種測試條件下的ＮＦ值。

作為一個系統(tǒng)設(shè)計者，可以充分利用這些技術(shù)資料了解其性能?？梢愿鶕?jù)Ｆ值來計算低噪聲前置放大器的等效輸入噪聲Ｅｎｓ。根據(jù)前面討論的結(jié)論，可得到

二、低噪聲前置放大器的選用（７－８３）（７－８４）89如果已知前置放大器的ＮＦ值，信號源源電阻Ｒｓ以及帶寬Δｆ（在其中心頻率ｆ０附近），則放大器的等效輸入噪聲Ｅｎｉ即可求出。

２、根據(jù)Ｅｎｉ和Ｖｓｉ來選用前放

知道了放大器等效輸入噪聲Ｅｎｉ的大小，將Ｅｎｉ和放大器輸入端信號Ｖｓ進行比較，就可判定這個放大器是否符合要求，一般是根據(jù)系統(tǒng)對（Ｖｓ／Ｅｎｉ）的比值的要求來選定放大器的ＮＦ值。提請注意的是，ＮＦ值和Ｅｎｉ的大小都是和源電阻及帶寬Δｆ密切相關(guān)的。其中帶寬Δｆ是由系統(tǒng)的需要所決定的。

若其他條件不變，采取壓縮帶寬的措施，對克服噪聲是有利的，但可能損失信息量。

（７－８５）解之，得：90由式（７－８４）知，NF的表達式為３、ＮＦ圖的應(yīng)用可選定不同的Rs和Δf測出Eni，就可以得到一系列的ＮＦ值。生產(chǎn)廠家在測量中通常的做法是在放大器后面接一個中心頻率為f0可調(diào)的帶通濾波器，采用噪聲發(fā)生器法，或正弦波法，測出不同Rs和f0條件下的一系列NF值，將他們都表在坐標圖上。坐標圖以f0為橫坐標，Rs為縱坐標，且均已對數(shù)為標度。將所有的NF值相等的點連起來，就得到一副NF等值，稱為放大器的噪聲因子圖或NF等值圖。91圖7-25噪聲因素等值圖（NF圖）92在科研開發(fā)中，選購低噪聲前置放大器時，應(yīng)注意向廠方要求提供NF圖及有關(guān)技術(shù)參數(shù)，其它參數(shù)還有：如輸入、輸出阻抗，增益，帶寬，NF最小點，增益穩(wěn)定度等。（1）從ＮＦ圖中，可以選擇ＮＦ最小的Ｒｓ和ｆ０的范圍。（２）不同的檢測對象可根據(jù)ＮＦ圖選擇最適用的前置放大器。例如光電倍增管的Ｒｓ很高，但熱電偶的Ｒｓ卻很低，某些醫(yī)學(xué)檢測上采用很低的頻率，而工業(yè)上為避免１／ｆ噪聲常選擇中頻區(qū)。（３）利用ＮＦ圖還可以計算出最小可檢測信號（即等效輸入噪聲Ｅｎｉ）大小。

放大器的噪聲系數(shù)(另一角度定義)

噪聲系數(shù)(NoiseFactor)和噪聲因數(shù)(NoiseFigure)1．輸入端信噪比2．輸出端信噪比3．放大器的噪聲系數(shù)F（1）表示信噪比惡化程度（理想放大器，噪聲無惡化，即：F=1）（2）輸出端噪聲總功率和輸入端噪聲功率在輸出端的比值(同式（7-75）定義)式中：

放大器的功率增益；

輸出噪聲總功率；

放大器無噪聲時的輸出噪聲功率。4．噪聲因數(shù)NF（NoiseFigure）：5．噪聲系數(shù)特點：隨放大器的偏置電流、工作頻率、溫度及信號源內(nèi)阻而變化。6．放大器可檢測的最小信號例：放大器的輸入噪聲只有源電阻

的熱噪聲，溫度為17°C，放大器等效噪聲帶寬為

噪聲系數(shù)F=2，要求

試求系統(tǒng)可檢測的最小信號

。解：96

1、設(shè)計低噪聲前置放大器的途徑和方法

一般設(shè)計低噪聲前置放大器的方法可有如下兩種：

（１）先按普通放大器設(shè)計，即只考慮增益，帶寬，輸入輸出阻抗等指標，然后在設(shè)計過程中校核噪聲是否符合指標。若不符合，修改某些參數(shù)重新計算直到符合為止。這種方法只適合于對噪聲要求不高的場合，光電檢測電路的前置放大器的設(shè)計一般采取下一種方法。

（２）與上一種方法相反，首先考慮的是噪聲指標要滿足要求，其次才是增益，帶寬和阻抗。滿足了噪聲指標不一定能滿足增益，帶寬和阻抗的要求，這時可采用不同的組態(tài)或加負反饋或增減放大器的級數(shù)以進行調(diào)節(jié)，使之符合要求。

三、低噪聲前置放大器的設(shè)計原則與方法97

為了獲得足夠增益，一般采用多級放大器，但級數(shù)多了又會使得通帶變窄，可以用負反饋或用組合電路來加寬通頻帶，不僅如此，負反饋還可以穩(wěn)定電路增益，改變輸入輸出阻抗以減小失真。但要注意引入負反饋后，又引入了新的噪聲源，有可能使放大器的性能變壞。如果按一定的原則引負反饋，則可使新引入的噪聲減到最小，以致可以忽略不計。

２、按噪聲要求設(shè)計的步驟及原則

（１）首先根據(jù)噪聲要求設(shè)計輸入級。根據(jù)相關(guān)指標確定輸入級電路形式。對有源器件需確定直流工作點，并進行噪聲匹配的估算。

一般經(jīng)驗是：當源阻抗是低阻抗時，可采用共基－共發(fā)電路；當源阻抗是高阻抗時，可采用共發(fā)－共集電路；如果源電阻相當高時，則應(yīng)使用負反饋電路，或使用場效應(yīng)管來作輸入級。

98

（２）晶體管輸入級，可以通過調(diào)整集電極電流來獲得噪聲匹配（當然只能在一定范圍內(nèi)）。

（３）第一級功率增益要大，根據(jù)這個要求，第一級盡量選用共發(fā)射極電路。

（４）根據(jù)其他指標，如總增益，頻率響應(yīng)，動態(tài)范圍等技術(shù)指標綜合考慮后的設(shè)計。

（５）集電極電流對噪聲等參數(shù)的影響（如下表）。

表７.１集電極電流對噪聲等參數(shù)的影響

集電極電流ＩｃＥｎＩｎＲｓｏｐｔＲｉ

大小大小小

小大小大大

99要使前置放大器獲得最佳的噪聲性能，就必須滿足噪聲的匹配條件，及要求信號源阻抗等于最佳源阻抗，此時放大器的噪聲系數(shù)才能最小。低噪聲前放的設(shè)計，關(guān)鍵是第一級即輸入級的設(shè)計。為了獲得最小噪聲系數(shù)，必須使得：Ｒｓ＝Ｅｎ／Ｉｎ＝Ｒｓｏｐｔ。光電檢測器件雖然有一定的選擇余地，但一旦選定后，Ｒｓ也就確定了。這時，只有選擇前置放大器，使其Ｅｎ／Ｉｎ→Ｒｓ，并兼顧其他指標。所謂噪聲匹配就是用哪幾種方法可以調(diào)節(jié)Ｅｎ／Ｉｎ，使其可以趨近Ｒｓ，現(xiàn)歸納如下：

（１）調(diào)整晶體三極管工作點ＩＢ（ＩＣ）的方法

３、噪聲匹配方法100（２）采用輸人變壓器實現(xiàn)噪聲匹配

這種方法,主要用來解決信號源電阻Rs小于最佳源電阻Rsopt時的噪聲匹配問題,采用熱電偶檢測器件時就是這樣。在這種情況下,如變壓器初次級匝數(shù)比為1:n,則初級反射到次級電路的信號電壓、源噪聲、源電阻分別為nVs、nEns、,在理想變壓器情況下,如圖7—24所示,經(jīng)變壓器變換后,次級上的信噪比沒有變化,仍為,然而這時的等效源電阻卻增為,通過適當選擇升壓比n,可以使得,從而實現(xiàn)了噪聲匹配。

例：信號源輸出電阻

，工作頻率

。選用的前置放大器為OP07。試求匹配變壓器的圈數(shù)比n和能夠達到的信噪改善比SNIR。解：（3）多個輸入運放并聯(lián)法多個運放并聯(lián)減少最佳源電阻103（３）輸入放大器并聯(lián)法

可以證明，在滿足Zi遠遠大于En/In的條件下，n個并聯(lián)放大器的最佳源電阻因而可以適當選擇n，使R’=Rs，實現(xiàn)噪聲匹配。此時，n個并聯(lián)放大器的最小噪聲系數(shù)為：（７－８7）（７－８6）1044、元器件的挑選

（1）有源器件的選取

對于信號源電阻較小的情況(如熱電偶、光電池等)，一般選用晶體管構(gòu)成的低噪聲前置放大器，因為晶體管的電流噪聲In較大,具有較小的最佳源電阻(100Ω～1MΩ)。對于源電阻較大的情況(如熱電阻)，則多采用場效應(yīng)管，因為它有較小的電流噪聲In和較大的最佳源電阻(1kΩ～10MΩ)。運算放大器有和晶體管大致相同的最佳源電阻值，而MOS場效應(yīng)管的最佳源電阻可達1MΩ～10GΩ.

有源器件的最佳源電阻是頻率的函數(shù)，上述給出的器件最佳源電阻范圍是指較低頻率時的情況，隨著頻率的升高，場效應(yīng)管的Rsopt迅速減小，一般在幾十兆赫茲時，結(jié)型場效應(yīng)管的最佳源電阻僅幾千歐，所以也僅適于源電阻較小的情況。PNP晶體管，基極電阻小，電壓噪聲小，最佳源電阻較小，適于源電阻較小的情況，而NPN晶體管Rsopt較大,因此適于源電阻較大的情況。有源器件的選擇

1．從源電阻考慮2．從工作頻率考慮106（2）無源器件的選取

無源器件包括電阻、電容、耦合變壓器等。低噪聲電路中，一般都選用金屬膜電阻器和線繞電阻器，而不使用碳質(zhì)與碳膜電阻，因為碳質(zhì)或碳膜電阻的噪聲指數(shù)（電阻兩端每伏直流壓降在10倍頻程內(nèi)產(chǎn)生的均方根噪聲微伏值）一般為十幾到幾十微伏/伏以上，而金屬膜電阻器則可做到小于0.2~1左右。電容器的選擇，主要是選用損耗角小的云母電容和瓷介電容來降低噪聲，在大容量的電容中，則選用漏電流很小的鉭電解電容。耦合變壓器的構(gòu)成，主要考慮在外加磁場作用下，由于磁化的不連續(xù)性而表現(xiàn)出的磁起伏噪聲和外界干擾引入的噪聲，因此要有好的磁屏蔽和靜電屏蔽。5、

負反饋與放大器噪聲（1）電壓并聯(lián)負反饋放大器由等效電路得對比兩式可得反饋支路的引入對放大器等效輸入電壓噪聲無影響，只是使得等效輸入電流噪聲增加了一項取決于反饋電阻

的熱噪聲（2）電壓串聯(lián)負反饋放大器111

6、低噪聲放大器的屏蔽與接地

理想情況下，所有彼此連接的接地點與大地間應(yīng)具有零阻抗，但實際上由于兩接地點間或接地點與大地間有一定的阻抗，地回路中的電流，會使它們間形成一定的電位差，從而形成為干擾源。這種接地點之間形成的干擾源，稱為差模源，無法用差動輸入的前置放大器來加以克服。解決的辦法是改多點接地為單點接地，如圖7—25所示，這樣就切斷了地環(huán)流的干擾，通常稱此為浮地技術(shù)。通常在浮地端再用一個1～l0kΩ的電阻或一小電容接地，以加強對空間電磁場的屏蔽效果。112

為更好地消除接地干擾和空間電磁場干擾，還經(jīng)常采用雙屏蔽技術(shù)。其中內(nèi)屏蔽采用浮空方式以消除接地干擾，外層屏蔽采用多點接地以消除電磁場干擾，如圖7—26。

113低噪聲電路對電源電路的要求是具有高的穩(wěn)定度和良好的共模干擾電壓抑制能力。一般穩(wěn)壓電源的穩(wěn)定度為10-2~10-4，而低噪聲系統(tǒng)要求電源穩(wěn)定度為10-5~10-6，因此必須采取相應(yīng)措施，提高穩(wěn)壓電源的穩(wěn)定度?？朔儔浩鞴材８蓴_電壓的辦法是在初次級間采用良好的靜電屏蔽和單端接地，以避免共模干擾電壓形成循環(huán)通路。114

三、檢測器件和放大電路的連接

隨著集成電路技術(shù)的發(fā)展，各種類型集成放大器廣泛應(yīng)用于光電檢測中。下面以光電二極管為例，介紹三種與IC放大電路的典型連接方法。

1.電流放大型圖7-27(a)是電流放大型IC檢測電路。光電二極管和運算放大器的兩個輸入端同極性相連，運算放大器兩輸入端間的輸入阻抗Zin是光電二極管的負載電阻，可表示為

Zin=Rf/（A+1)式中，A是放大器的開環(huán)放大倍數(shù)；Rf是反饋電阻。當A=104。Rf=100kΩ時，Zin=10Ω。可以認為光電二極管是處于短路工作狀態(tài)，能取出近于理想的短路電流。處于電流放大狀態(tài)的運算放大器，其輸出電壓U0與輸入短路光電流成比例，115并有

U0=IscRf=RfSΦ即輸出信號與輸入光通量成正比。此外，電流放大器因輸入阻抗低而響應(yīng)速度較高并且放大器噪聲較低，所以信噪比提高。這些優(yōu)點使其廣泛應(yīng)用于弱光信號的檢測中。

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2．電壓放大型

圖7-27(b)是電壓放大型IC檢測電路，光電二極管的正端接在運算放大器的正端，運算放大器的漏電流比光電流小得多，具有很高的輸入阻抗。當負載電阻RL取1MΩ以上時，工作在光電池狀態(tài)下的光電二極管處于接近開路狀態(tài)，可以得到與開路電壓成比例的輸出信號，即式中是該電路的電壓放大倍數(shù)。1173.阻抗變換型反向偏置光電二極管或PIN光電二極管具有恒流源性質(zhì)，內(nèi)阻很大，且飽和光電流和輸入光通量成正比，在有很高的負載電阻的情況下可以得到較大的信號電壓。但如果將這種處于反向偏置狀態(tài)下的光電二極管直接接到實際的負載電阻上，則會因阻抗的失配而削弱信號的幅度。因此需要有阻抗變換器將高阻抗的電流源變換成低阻抗的電壓源，然后再與負載相連。圖7-27(c)中所示的以場效應(yīng)管為前級的運算放大器就是這樣的阻抗變換器。該電路中場效應(yīng)管具有很高的輸入阻抗，光電流是通過反饋電阻Rf形成壓降的。電路的輸出電壓U0為

（7-81）即U0與輸入光通量成正比。當實際的負載電阻RL與放大器連接時，由于放大器輸出阻抗R0較小，RL>>R0，則負載功率P0為：

118另一方面，由式(7-12)計算光電二極管直接與負載電阻相連時負載上的功率比較兩種情況可見，采用阻抗變換器可以使功率輸出提高(Rf/RL)2倍。例如，當RL=1MΩ，Rf=10MΩ時，功率提高100倍。這種電路的時間特性較差，但用在信號帶寬沒有特殊要求的緩變光信號檢測中，可以得到很高的功率放大倍數(shù)。此外，用場效應(yīng)管代替雙極性晶體管作前置級，其偏置電流很小，因此適用于光功率很小的場合。119§7.5微弱光信號檢測技術(shù)弱光檢測電路光信號測量中常常會出現(xiàn)背景噪聲或干擾很大而待測信號卻十分微弱、幾乎被噪聲淹沒的情況。例如，對于空間物體的檢測，常常伴隨著強烈的背景輻射；在光譜學(xué)測量中特別是吸收光譜的弱譜線更是容易被環(huán)境輻射或檢測器件的內(nèi)部噪聲所淹沒。這樣就使得通過光電檢測器轉(zhuǎn)換后得到的光電信號的信噪比（S/N）很小。這時，僅有一個低噪聲的前置放大及耦合電路是不夠的，還要設(shè)法將淹沒信號的噪聲盡量的減小，以便從噪聲中將信號或信號所攜帶的信息提取出來，這就需要采取一些特殊的從噪聲中提取、恢復(fù)和增強被測信號的技術(shù)。

120§7.5微弱光信號檢測技術(shù)

通常的噪聲在時間和幅度變化上都是隨機的，分布在很寬的頻譜范圍內(nèi)。它們的頻譜分布和信號頻譜大部分不重疊，也沒有同步關(guān)系。因此降低噪聲、改善信噪比的基本方法可以采用壓縮檢測通道帶寬的方法。當噪聲是隨機白噪聲時，檢測通道的輸出噪聲正比于頻帶寬的平方根，只要壓縮的帶寬不影響輸出就能大幅度降低噪聲輸出。此外，采用取樣平均處理方法可使信號多次同步取樣積累。由于信號的增加取決于取樣總數(shù)，而隨機白噪聲的增加卻僅由取樣數(shù)的平方根決定，所以可以改善信噪比。根據(jù)這些原理，常用的弱光信號處理可分為下列幾種方式，即：鎖相放大器、取樣積分器和光子計數(shù)器。121

（一)鎖相放大器

鎖相放大器是一種對交流信號進行相敏檢波的放大器。它不僅利用信號的頻率特性，同時還抓住信號的相似特點，即“鎖定”信號的頻率和相位．這樣，噪聲的頻率既要落在信號通帶之內(nèi)，又要和信號的位相相同才能有響應(yīng)，而這樣的幾率是非常小的。由于鎖相放大等效噪聲帶寬很小，因此能大幅度抑制無用噪聲，改善檢測信噪比。此外，鎖相放大器有很高的檢測靈敏度，信號處理比較簡單，因此是弱光信號檢測的一種有效方法。利用鎖相放大器可以檢測出噪聲比信號大104～106倍的微弱光電信號。122

1.鎖相放大原理圖7-5-17給出了鎖相放大器的基本組成。它由三個主要部分組成：信號通道、參考通道和相敏檢波。信號通道對混有噪聲的初始信號進行選頻放大，對噪聲作初步的窄帶濾波，參考通道通過鎖相和移相提供一個與被測信號同頻同相的參考電壓；相敏檢波由混頻乘法器和低通濾波器組成，輸入信號Us與參考信號Ur在相敏檢波器中混頻，得到一個與頻差有關(guān)的輸出信號U0，U0經(jīng)過低通濾波器后得到一個與輸入信號幅度成比例的直流輸出分量U0'。

123設(shè)乘法器的輸入信號Us和參考信號Ur分別有下列形式

(7-5-62)

(7-5-63)則混頻器輸出信號U0為

(7-5-64)式中，△ω是Us和Ur的頻率差；θ為相位差。124由式(7-5-64)可見，通過輸入信號和參考信號的相關(guān)運算后，輸出信號的頻譜由ω0